遲滯控制是最簡單的穩(wěn)壓控制方法之一。這種控制方法非常簡單，只需在輸出電壓低于參考電壓時接通開關，在輸出電壓上升到稍高于參考電壓時斷開開關。因此輸出紋波受到遲滯水平的直接影響。有些東西簡單到難以想象，但并不總是越簡單越好。隨著輸入電壓的變化，開關頻率往往也會有很大的變化。這是基于遲滯原理的穩(wěn)壓設計的最大缺點之一。

為了改善這一狀況，業(yè)界開發(fā)出了固定開啟時間的控制技術，這種技術只需增加一點點復雜性，即能提供明顯改善的頻率控制性能。這種技術需要在控制電路的信號路徑上增加一個簡單的單觸發(fā)定時器。單觸發(fā)定時器的周期可以進行編程，它是輸入電壓的反函數(shù)。只需通過連接到Vin的單個電阻就能實現(xiàn)編程。不過在這種設計中遲滯控制電路仍然需要保留，因此在反饋引腳上仍需要一定的紋波電壓。很可惜，在某些情況下這一紋波分量可能超過所需。

陶瓷輸出電容會使紋波的相位偏離電感電流90°，因此不能提供正確控制主開關所需的時序關系。圖1中所示的電路可以解決這些問題，并且在某個例子中實現(xiàn)了完全與ESR無關，而電路復雜度只是稍許增加，輸出紋波則有明顯下降。



這些電路被配置為輸入電壓范圍為15V到75V，輸出10V標稱電壓時電流為1.25A。大多數(shù)測試是在輸入電壓為30V時完成的。

COT穩(wěn)壓器框圖和典型應用電路如圖1所示。

只要輸出電容C2具有足夠的ESR使其在開關頻率點呈現(xiàn)阻性，這個電路都將正常工作?？刂齐娐穼⑤敵龅娜遣y波的底部穩(wěn)定在標稱的2.5V。只要 Vout低于這一電平，取決于輸入電壓的開啟時間就會被初始化，迫使輸出電壓稍微抬高一點。這一過程不斷地重復進行。因此開關頻率和輸出紋波受設置的開啟時間所控制。如果輸出電容值非常大，就會有很少量的信號包含在輸出紋波中，造成反饋信號的信噪比非常低，電路就會對噪聲非常敏感。如果使用非常低ESR的電容，也會產(chǎn)生同樣的問題，原因是信號幅度低，并且需要的信息被相移了90°。

圖2是一個22uF陶瓷輸出電容串聯(lián)一個1.5Ω電阻的情況。



這種電路可以提供限定的、控制良好的ESR。開關電路非常穩(wěn)定，工作可靠，但疊加在10V輸出上的紋波峰峰值接近500mV。在許多情況下這個結(jié)果可能完全可以接受，從而認為設計已經(jīng)完成。圖3是為了減少紋波而取消了1.5Ω電阻時的情況，結(jié)果令人失望。



降低紋波電壓

值得注意的是，開關脈沖是成串出現(xiàn)的，紋波看起來非常接近正弦波。為了使紋波幅度下降約一半，只能放棄正確的操作。仔細觀察電路設計可以發(fā)現(xiàn)從哪里開始改進的首要線索。需要注意的是，R1/R2分壓器用于向穩(wěn)壓器提供反饋并設置想要的輸出電壓。這個分壓器會同時衰減紋波電壓和直流電平，因此會降低供給控制電路的有效交流信號。這里所說的穩(wěn)壓器參考電壓是2.5V，因此對于10V輸出來說分壓比是4:1。如果上面的分壓電阻R1再并接一個電容，并且這個電容在開關頻率點的阻抗低于R1，那么就可以顯著地改善交流信號，同時不影響直流穩(wěn)壓。將拐點頻率設在開關頻率的大約1/10處。當開關頻率為500kHz 時，對RC來說意味著50kHz的截止頻率。由于C=1/2πRF，當R1等于3kΩ時，可以計算得到電容值大約為1,000pF。因此可以獲得增加4倍的交流反饋信號，從理論上講應該可以將ESR減少4倍，并重新獲得正確操作。折合成ESR為375mΩ。新電路如圖4所示。



圖5顯示了上面過程的結(jié)果。紋波下降到約150mV峰峰值，開關頻率則與先前例子中幾乎相同。



如果負載端有另外的電容，問題就來了。為了正常工作，對取決于濾波電容ESR的設計來說，這一點特別需要加以關注。一般來說，只要附加電容與穩(wěn)壓器的輸出電容之間有數(shù)英寸的距離，那么兩部分電路之間就有足夠的引線電感進行隔離，電路不會受到負面影響。這里有個例子，即在距離主輸出電容約1英寸的地方增加一個10uF、35V、125mΩ ESR的鉭電容?？梢钥吹剑y波現(xiàn)在下降到了約35mV峰峰值，如圖6所示。值得注意的是，輸出紋波電壓仍與開關節(jié)點電壓同相。這意味著負載在開關頻率點仍呈很大的阻性。



然而，在靠近輸出電容很近的地方增加較大容值的陶瓷電容就很可能會產(chǎn)生問題。圖7說明了將一個2.2uF的陶瓷電容緊靠輸出電容連接時發(fā)生的情況。



開關脈沖又開始成串地集中出現(xiàn)。問題是由與主輸出電容的ESR并行放置的附加濾波電容引起的。如果這個附加電容和輸出電容的ESR的轉(zhuǎn)角頻率接近穩(wěn)壓器的開關頻率，有效ESR就開始減少，控制電路“看到”的紋波開始衰減。然而，如果附加電容與主輸出電容的距離至少有幾英寸時，就會有足夠的引線電感有效地將主輸出電容和附加電容隔離開來，電路也就能正常工作。從紋波波形可以看出，紋波與開關節(jié)點波形之間有明顯的相位偏移。這就意味著負載在開關頻率點呈現(xiàn)很大的容性，而這是不希望看到的結(jié)果。

對電路進行改進

也許最佳方案是由人工產(chǎn)生需要的紋波信息并反饋給控制器，讓控制器以為是真正想要的東西。這樣能把輸出紋波做得任意小，同時仍能保證電路正常工作。見圖8。



R4、C7和C8網(wǎng)絡組成三角波發(fā)生器，向FB引腳提供所需的信息。電阻R4和電容C7對電感上的電壓進行積分，產(chǎn)生的信號再通過C8交流耦合到反饋引腳。正常情況下，電感對其上面的電壓進行積分，并產(chǎn)生三角電流波形，流經(jīng)輸出電容的ESR后產(chǎn)生用于反饋的三角電壓波。這里的RC電路做的事也非常相似。電容C7對經(jīng)過R4的電流(正比于加在R4電阻上的電壓)進行積分。該電壓與電感兩端的電壓是相同的。就反饋電路而言，兩者實質(zhì)上指的是同一件事。來自前面電路的ESR電阻已經(jīng)被完全取消，電路中唯一的ESR只是22μF陶瓷電容的ESR，因此總的ESR大約在10mΩ數(shù)量級。

作為這種實現(xiàn)的結(jié)果，Vout端的紋波電壓如圖9所示。



紋波現(xiàn)在已經(jīng)到了15mV峰峰值數(shù)量級。同時觀察到測得的尖峰電平與以前相比也有所降低。這只是因為已經(jīng)消除了開關節(jié)點測量。與帶有噪聲的信號源連接的另外一個示波器探頭會幅射一定的能量，這一能量會被紋波測量探頭采集。因此在做非常精確的紋波測量時最好使用單個探頭。

在15V到50V輸入范圍內(nèi)的線性調(diào)整度約為20mV。這個設計完全不受額外的大容量輸出電容的影響。它要求零ESR，可以一直保持工作良好。如果環(huán)境有噪聲或布線未經(jīng)優(yōu)化，只需簡單地減小積分器的時間常數(shù)并產(chǎn)生稍多一點信號就行。

這種技術的設計過程相當簡單。在理想開關頻率點的積分電容阻抗應小于反饋分壓電阻。由于在本例中有效分壓電阻稍低于1,000Ω(1,000Ω與 3,000Ω并聯(lián))，C7在500kHz頻率點的阻抗應選在100Ω左右，此時可以計算得到容值約為3300pF。由于Vin-Vout與產(chǎn)生的紋波電壓相比非常大，因此可以把R4當作是一個理想的電流源。電流值等于(Vin-Vout)/R4。目標紋波電壓可以較隨意地選為50mV峰峰值。充電電容遵循 I/C=dV/dt。當輸入為30V時開啟時間約為650ns。dV選為50mV，C為3,300pF。根據(jù)公式可以算出I約為250uA。根據(jù)R= (30V-10V)/250uA，R選為75kΩ。交流耦合電容值比積分電容大3到4倍，可以選為0.01uF。這些值都不需要非常嚴格。

需要注意的是，當負載足夠輕以至于強迫電路進入不連續(xù)的傳導模式工作(DCM)時，紋波會有所增加(如圖10所示)。



在這種情況下，40mA輸出時的紋波峰峰值接近1A輸出時峰峰值的兩倍，當負載為零時將增加到約25mV峰峰值。上面的軌跡是DCM下的開關節(jié)點。相對頻率較高的振鈴是電感與開關節(jié)點上寄生電容諧振的結(jié)果。這對任何處于DCM狀態(tài)的穩(wěn)壓器來說都是正常并可以預料到的。開關節(jié)點電容由二極管電容、高側(cè)開關輸出電容和與任何與PCB布線有關的雜散電容等組成。這種振鈴不需要進行任何處理，它不會引起任何問題。


綜上所述，基于固定開啟時間的穩(wěn)壓器設計可以提供較低的輸出紋波，同時仍保持原始設計的很多簡潔性。對輸出電容ESR沒有要求的COT穩(wěn)壓器非常實用，生成的設計可以完全不用考慮與大電容負載有關的穩(wěn)定性問題，因此無需過多考慮反饋環(huán)路的穩(wěn)定性問題即能獲得與復雜得多的時鐘控制PWM系統(tǒng)相同的性能。