將寬禁帶半導(dǎo)體器件SiC肖特基二極管引入到直流開關(guān)電源的PFC電路中，可以在不改變電路拓撲和工作方式的情況下，有效解決硅二極管反向恢復(fù)電流給電路帶來的許多問題，極大地改善電路的工作品質(zhì)。

圖1所示電路，開關(guān)管VT選用MOSFET，型號為IPW60R045CP（600V/60A）。為了進行對比，VD分別采用15ETX06快速硅二極管（600V/15A）和IDT16S06 SiC肖特基二極管（600V/16A），制作了3640W輸出功率的PFC實驗樣機并進行了試驗。該樣機的輸入電壓為交流230V，輸出電壓為直流380V。在用快速硅二極管進行試驗時，PFC工作在50kHz。在用SiC肖特基二極管進行試驗時，PFC分別工作在50kHz、100kHz、150kHz和200kHz。PFC實驗樣機在150kHz工作時，電感電流iL和開關(guān)管漏源極電壓udsVT的實驗波形如圖1所示。

圖1 Boost（升壓）型PFC電路

在50kHz頻率下，分別采用SiC肖特基二極管和硅二極管進行了試驗。在使用SiC肖特基二極管后，電路效率從94.36%提高到95.05%，損耗減少了28W。而15ETX06與IDT16S06C相比，它們的導(dǎo)通損耗基本一致，所以可認(rèn)為這28W損耗就是硅二極管的反向恢復(fù)損耗。通過計算，可得 MOSFET和二極管的導(dǎo)通損耗，加上估算開關(guān)損耗與試驗得到的反向恢復(fù)損耗，可以得到采用硅二極管時開關(guān)器件的損耗分布圖如圖2所示。由圖3可見，反向恢復(fù)損耗約占整個開關(guān)器件損耗的45%。而且實驗還表明，隨著頻率的上升，反向恢復(fù)損耗還會近似線性地升高。這也證明了前述分析結(jié)論，尤其是在高頻工作情況下，二極管反向恢復(fù)引起的開關(guān)損耗在CCM-PFC電路開關(guān)損耗中起主要作用。

圖2 開關(guān)器件的損耗分布

圖3 150kHz工作實驗波形

在同一樣機上，進行了改變工作頻率的試驗。表1和圖4示出了開關(guān)管和SiC肖特基二極管的結(jié)溫TjVT和TjSIC在不同頻率f和40℃室溫條件下的實驗結(jié)果。

由表1和圖4可見，SiC肖特基二極管的結(jié)溫隨頻率上升很緩慢，而開關(guān)管的結(jié)溫隨頻率上升很快。這說明，在PFC電路中，VD采用SiC肖特基二極管時，開關(guān)損耗主要由開關(guān)管產(chǎn)生，SiC肖特基二極管沒有反向恢復(fù)損耗（由于還存在導(dǎo)通等損耗，故結(jié)溫略有上升）。試驗還表明，采用SiC肖特基二極管沒有反向恢復(fù)損耗時，與頻率有關(guān)的損耗只占總損耗的14.5%。

表1 不同頻率的器件結(jié)溫（環(huán)境溫度為40℃）

圖4 不同頻率下的器件結(jié)溫變化（環(huán)境溫度為40℃）

圖5示出了在PFC電路中VD采用SiC肖特基二極管時不同頻率下的樣機效率。在100kHz工作時，樣機效率最高，50kHz時效率次之，150kHz時效率最低。這是因為在改變工作頻率時，并沒有改變電感參數(shù)的緣故。在頻率升高后，電感上的電流紋波變小，這有助于減小半導(dǎo)體器件的損耗。但電感本身的損耗與電流紋波和頻率會呈非線性的關(guān)系，所以在器件不變的情況下，電路會有一個最優(yōu)頻率工作點。根據(jù)試驗結(jié)果，該樣機的最佳工作點在100kHz左右。

圖5 不同頻率下的樣機效率

該應(yīng)用實例實現(xiàn)了輸出功率達3650W、開關(guān)頻率達150kHz的實驗樣機。實驗結(jié)果表明，采用快速硅二極管作為PFC升壓二極管情況下，由于反向恢復(fù)損耗占半導(dǎo)體器件損耗的很大一部分，在這一前提下，大功率的PFC很難實現(xiàn)高頻化。當(dāng)采用SiC肖特基二極管后，反向恢復(fù)損耗被大大減小，不僅提高了PFC的電能轉(zhuǎn)換效率，并且實現(xiàn)高頻化也變得相對容易。

按照同樣的電路拓撲，介紹了SiC肖特基二極管在一種輸出直流電壓為380V、輸出功率為300W、額定工作頻率為70kHz的通用型、寬輸入電壓范圍（90~260V）的Boost-PFC中的應(yīng)用情況。為了便于說明SiC肖特基二極管的應(yīng)用效果，選用了SDP04S60 SiC肖特基極管（4A/600V）、為開關(guān)電源設(shè)計的超低反向恢復(fù)硅二極管STTH5R06D（5A/600V）以及被廣泛使用的RURD460超快恢復(fù)硅二極管（4A/600V）作為升壓二極管進行了對比實驗。圖6給出了開關(guān)管MOSFET換向期間的電壓和電流波形，表2和表3分別給出了220V和110V輸入電壓下進行的電路效率測量結(jié)果。

圖6 開關(guān)管MOSFET換向期間的電壓和電流波形

a）SDP04S60（SiC二極管） b）STTH5R06D二極管 c）RURD460二極管

表2 輸入電壓220V下的效率測量值

表3 輸入電壓110V下的效率測量值

從圖6可以明顯看出，開關(guān)管MOSFET由斷態(tài)轉(zhuǎn)為導(dǎo)通的瞬間，采用DP04S60 SiC肖特基二極管比分別采用STT5R06D和RURD460硅二極管的電流峰值都要小。這說明SiC肖特基二極管在快恢復(fù)性能方面是最好的，沒有反向恢復(fù)電流的問題。

從表2和表3可以看出，采用SDP04S60 SiC肖特基二極管的電路效率也是最高的。這說明，雖然SiC肖特基二極管的直流正向壓降一般可能高于硅二極管（如RURD460），但由于二極管反向恢復(fù)引起的開關(guān)損耗在CCM-PFC電路開關(guān)損耗中占有較大比例，采用SiC肖特基極管仍對減小電路損耗有所貢獻。

針對該應(yīng)用，PFC電路板產(chǎn)生的傳導(dǎo)電磁干擾（EMI）的實驗測量結(jié)果，如圖7所示。由圖7可見，尤其是在高頻譜段與STTH5R06D和RURD460相比，采用SDP04S60 SiC肖特基二極管的注入噪聲有明顯減小。

當(dāng)然，仔細分析實驗結(jié)果可以發(fā)現(xiàn)，采用SiC肖特基二極管由于只是減小了反向恢復(fù)這一部分損耗，對于改善整機效率的作用并不十分明顯。但是，這只是工作在70kHIz的情況，如果進一步提高電路的工作頻率，其效果必將隨之增加。而且更重要的是，由于SiC肖特基二極管在反向恢復(fù)峰值電流上有其極為明顯的優(yōu)點，使得電路工作頻率可以得到較大提升，從而顯著提高變換器的功率密度，從這一意義上講，采用SiC肖特基二極管也有其巨大的應(yīng)用潛力和優(yōu)勢。

圖7 220V輸入電壓時的傳導(dǎo)EMI測量波形

a） 在150kHz~1MHz范圍 b）在1~30MHz范圍