將PWM與較小的R-2R梯形圖結(jié)合使用可同時改善兩者。它顯著降低了PWM紋波，并提高了DAC的分辨率。

在本設(shè)計思想中，一個八電阻陣列和三個輸出引腳構(gòu)成了一個改進的R-2R梯形圖（圖1）。修改是將底部2R連接到PWM輸出而不是接地。

圖1 混合PWM / R-2R DAC

梯形圖將VCC分為八個切片，PWM填充了從每個級別（0％PWM）到下一個更高級別（100％PWM）的空間。這樣可以將紋波減小到八分之一，同時增加了三個額外的高階分辨率?；蛘?，您可以從原始PWM占空比值的頂部開始獲取這三個位，將其時鐘速率乘以八。您仍然可以獲得8：1的紋波降低，但是增加的時鐘速率會將PWM噪聲進一步推入濾波器的低地，以實現(xiàn)更大的衰減。

模擬

我已經(jīng)模擬了這種混合方法。

圖2 比較/仿真電路

與傳統(tǒng)的簡單低通濾波器（圖2）相比，您應(yīng)該記住

R-2R梯形的輸出電阻為R，并且由于我建議將陣列中的兩個電阻并聯(lián)以形成R（對于2R使用單獨的電阻），因此10kΩ的陣列會產(chǎn)生5kΩ的輸出電阻。這就是我在傳統(tǒng)方法中使用的，同時使用了相同的1μF電容器。我將PWM設(shè)置為50％的占空比，因為這是最嚴重的紋波發(fā)生的地方。仿真結(jié)果（圖3）顯示了傳統(tǒng)方法，紋波約為4mV，而第一種選擇（將三個新位添加到原來的八個中）產(chǎn)生了493μV紋波，大約只有八分之一。第二種選擇（將PWM時鐘增加8，剩下總共8位）僅產(chǎn)生61μV，約為原始值的六十分之一。

圖3 仿真結(jié)果

圖4a（PWM +低通）和4b（11位混合）是復雜模擬的結(jié)果，該模擬將電壓從0V緩慢地提高到5V。濾波器中的電容器故意過小，因此我們可以看到此規(guī)模的紋波。普通的R-2R梯形圖會添加一個階梯圖（4b中的紅色），以顯示PWM如何從一個電平移動到下一個電平，甚至超出R-2R梯形的頂部直至達到5V。

圖4 模擬的基本PWM DAC（fig4a，頂部）和混合DAC（fig4b，底部）的紋波。

這也可以用NCO（數(shù)字控制振蕩器）技術(shù)代替PWM。NCO（向累加器添加一個值并輸出進位）相對于PWM具有優(yōu)勢，因為它可以減少50％設(shè)置附近的紋波（通過增加轉(zhuǎn)換頻率），這是簡單PWM最差的地方。

而且這也可以與其他任何DAC一起使用：只需將PWM / NCO /任何信號連接到最低有效位。

測驗

現(xiàn)在獲得一些測試結(jié)果：我正在考慮的電阻器陣列的容差為±2％，但也可以以±1％甚至±?％的精度獲得，但是由于我沒有這些電阻，因此我只使用了單個1％電阻。我建立TIMER1一個的ATmega328為16MHz為8位PWM運轉(zhuǎn)，和所使用的10位ADC采取一些測量。由于PWM，R-2R和ADC均參考VCC，因此我們可以將其分解，并僅檢查從ADC讀取的八個電平中的每個值，并將PWM設(shè)置為0％和100％。理想情況下，一個步驟的100％輸入應(yīng)等于下一步驟的0％輸入（任何ADC讀數(shù)的警告最多可減少兩個，如ATmega328數(shù)據(jù)表的“ ADC特性”部分所述）。

這些似乎是很合理的。然后，我使用了一種綽號為“ Slow-scilloscope?”的技術(shù)，該技術(shù)利用ATmega328的功能來安排帶有計時器的AD轉(zhuǎn)換，該計時器與產(chǎn)生PWM的計時器相同。因此，我們可以測量給定PWM周期內(nèi)的紋波。圖5是帶低通濾波器的傳統(tǒng)PWM（綠色）和混合電源（黑+紅）的合成圖。兩者都使用過小的電容器，因此我們可以看到紋波。

圖5 測量的PWM和混合DAC紋波

最后，圖6是每個混合設(shè)置下非同步AD轉(zhuǎn)換的（乏味）軌跡，允許紋波在結(jié)果中產(chǎn)生（或多或少）隨機變化。這是使用一個較大的電容器以獲得更實際的結(jié)果。

圖6 測得的紋波，混合DAC，最終電容器值。

最后，我們已經(jīng)看到，根據(jù)您的觀點，PWM可以填充R-2R DAC步驟之間的空間，或者R-2R梯形圖可以大幅度削減常規(guī)PWM加低通濾波器的紋波?；騼烧摺?/p>

編輯：hfy