一、熱插拔

熱拔插系統(tǒng)必須使用電源緩啟動(dòng)設(shè)計(jì)

熱拔插系統(tǒng)在單板插入瞬間，單板上的電容開始充電。因?yàn)殡娙輧啥说碾妷翰荒芡蛔?，?huì)導(dǎo)致整個(gè)系統(tǒng)的電壓瞬間跌落。同時(shí)因?yàn)殡娫?span style="text-decoration:underline;">阻抗很低，充電電流會(huì)非常大，快速的充電會(huì)對(duì)系統(tǒng)中的電容產(chǎn)生沖擊，易導(dǎo)致鉭電容失效。

如果系統(tǒng)中采用保險(xiǎn)絲進(jìn)行過流保護(hù)， 瞬態(tài)電流有可能導(dǎo)致保險(xiǎn)絲熔斷， 而選擇大電流的保險(xiǎn)絲會(huì)使得在系統(tǒng)電流異常時(shí)可能不熔斷，起不到保護(hù)作用。所以，在熱拔插系統(tǒng)中電源必須采用緩啟動(dòng)設(shè)計(jì)，限制啟動(dòng)電流，避免瞬態(tài)電流過大對(duì)系統(tǒng)工作和器件可靠性產(chǎn)生影響。

二、LDO

1、在壓差較大或者電流較大的降壓電源設(shè)計(jì)中，建議采用開關(guān)電源，避免使用 LDO

采用線性電源（包括 LDO）可以得到較低的噪聲，而且因?yàn)槭褂煤?jiǎn)單，成本低，所以在單板上應(yīng)用較多。FPGA 內(nèi)核電源、某些電路板上射頻時(shí)鐘部分的電源等都使用線性電源從更高電壓的電源上調(diào)整得到。線性電源的基本原理如圖所示。

輸出電壓經(jīng)過采樣后和參考電源（由晶體管帶隙參考源或者齊納二極管提供）進(jìn)行減法運(yùn)算，差值經(jīng)過放大后控制推動(dòng)管上的電壓降V dropout =V output -V input ， 使得當(dāng) V input 變化或者負(fù)載電流變化導(dǎo)致V output 變化時(shí)，通過 V dropout 的變化保證 V output 的穩(wěn)定。

由圖中可見，負(fù)載電流全部流過調(diào)整管，而輸入電壓和輸出電壓之間的差異全部都加在調(diào)整管上。調(diào)整管上耗散的功率為 V dropout *I。當(dāng)電壓差較大時(shí)，或者負(fù)載電流較大時(shí)，穩(wěn)壓器將承受較大的功率耗散。

LDO必須計(jì)算熱耗并滿足降額規(guī)范

另外，輸入的電源提供的功率為 V input *I，即采用線性電源時(shí)電源功率的計(jì)算不能使用負(fù)載電壓和電流的乘積計(jì)算，必須采用線性電源輸入電壓和負(fù)載電流的乘積計(jì)算采用線性電源時(shí)電源功率的計(jì)算不能使用負(fù)載電壓和電流的乘積計(jì)算，必須采用線性電源輸入電壓和負(fù)載電流的乘積計(jì)算。必須經(jīng)過計(jì)算和熱仿真確保系統(tǒng)的正常工作。

例如采用 1 只 TO-263 封裝的 LDO 將電壓從 3.3V 降到 1.2V，負(fù)載電流為 1.5A，負(fù)載上耗散的功率為 1.8W。此時(shí) LDO 上承擔(dān)了 2.1V 壓降，耗散的功率 3.15W，3.3V 電源提供的功率為 4.95W！

封裝的熱阻約為 40℃/W，則如果不采取任何散熱措施，則溫升能夠達(dá)到約 120℃。對(duì) LDO 必須通過熱仿真確定合適的散熱措施，并且在 3.3V 電源在預(yù)算中必須能夠提供 1.5A 的電流（或者 5W 以上的功率） ，保證系統(tǒng)的工作正常。

采用開關(guān)電源能夠達(dá)到很高的效率，對(duì)大電流及大壓差的場(chǎng)合，推薦采用開關(guān)電源進(jìn)行轉(zhuǎn)換。如果電路對(duì)紋波要求較高， 可以采用開關(guān)電源和線性電源串聯(lián)使用的方法， 采用線性電源對(duì)開關(guān)電源的噪聲進(jìn)行抑制。

2、LDO

輸出端濾波電容選取時(shí)注意參照手冊(cè)要求的最小電容、電容的 ESR/ESL 等要求確保電路穩(wěn)定。推薦采用多個(gè)等值電容并聯(lián)的方式，增加可靠性以及提高性能

LDO 輸出電容為負(fù)載的變化提供瞬態(tài)電流，同時(shí)因?yàn)檩敵鲭娙萏幱陔妷悍答佌{(diào)節(jié)回路之中，在部分 LDO 中，對(duì)該電容容量有要求以確保調(diào)節(jié)環(huán)路穩(wěn)定。該電容容量不滿足要求，LDO 可能發(fā)生振蕩導(dǎo)致輸出電壓存在較大紋波。

多個(gè)電容并聯(lián)，以及對(duì)大容量電解電容并聯(lián)小容量的陶瓷電容，有利于減少 ESR 和 ESL，提高電路的高頻性能，但是對(duì)于某些線性穩(wěn)壓電源，輸出端電容的 ESR 太低，也可能會(huì)誘發(fā)環(huán)路穩(wěn)定裕量下降甚至環(huán)路不穩(wěn)定。

三、濾波電容

1、 電源濾波可采用 RC 、LC 、π 型濾波。

電源濾波建議優(yōu)選磁珠，然后才是電感。同時(shí)電阻、電感和磁珠必須考慮其電阻產(chǎn)生的壓降

對(duì)電源要求較高的場(chǎng)合以及需要將噪聲隔離在局部區(qū)域的場(chǎng)合， 可以采用無(wú)源濾波電路。在采用無(wú)源濾波電路時(shí)，推薦采用磁珠進(jìn)行濾波。

磁珠和電感的主要區(qū)別是，電感的Q值較高，而磁珠在高頻情況下呈阻性，不易發(fā)生諧振等現(xiàn)象。

電感加工精度較高，而磁珠加工精度相對(duì)較低，成本也較便宜。在選擇濾波器件時(shí)，優(yōu)選磁珠。選擇電阻和電容構(gòu)成無(wú)諧振的一階 RC 低通濾波器，但是該電路只能應(yīng)用于電流很小的情況。負(fù)載電流將在電阻上形成壓降，導(dǎo)致負(fù)載電壓跌落。無(wú)論是采用何種濾波器，都需要考慮負(fù)載電流在電感、磁珠或者電阻上的壓降，確認(rèn)濾波后的電壓能夠滿足后級(jí)電路工作的要求。

例如在某單板鎖相環(huán)路設(shè)計(jì)中采用了一階 RC 濾波器，濾波電阻選擇12 歐姆。鎖相環(huán)中 VCXO 的工作電流約為 30mA，在濾波電阻上產(chǎn)生 300mV 的壓降，額定電壓 3.3V的 VCXO 實(shí)際工作電壓只有不到 3V，易發(fā)生停振等現(xiàn)象。在某光口子卡上，發(fā)生過某型號(hào)光模塊當(dāng)光纖插上時(shí) SD（光檢測(cè)）信號(hào)上升緩慢，不能正確反映實(shí)際情況的問題。

經(jīng)過檢查發(fā)現(xiàn)濾波電感的直流電阻約為 3 歐姆， 光模塊工作電流約為 100mA， 電感上的壓降導(dǎo)致光模塊的工作電壓只有約 2.9V 左右，在該型號(hào)光模塊上會(huì)出現(xiàn) SD 上升緩慢的故障。另外，對(duì)于濾波電路，應(yīng)保證電感、磁珠或者電阻后的電容網(wǎng)絡(luò)能夠保證關(guān)心的所有頻率下，都能夠保證低阻抗。必要時(shí)應(yīng)采用多種容量的電容并聯(lián)，并局部鋪銅的方式達(dá)到目標(biāo)阻抗。（參見時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)芯片濾波電路設(shè)計(jì)部分） 。

在某單板上，采用了磁珠和 0.1u 電容為時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)芯片提供濾波。經(jīng)過測(cè)試，時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)芯片管腳上的紋波高達(dá) 1V 以上。采用多電容并聯(lián)的方式可以有效地為時(shí)鐘芯片提供去耦。

2、 大容量電容應(yīng)并聯(lián)小容量陶瓷貼片電容使用

大容量電容一般為電解電容，其體積較大，引腳較長(zhǎng)，經(jīng)常為卷繞式結(jié)構(gòu)（鉭電容為燒結(jié)的碳粉和二氧化錳） 。這些電容的等效串聯(lián)電感較大，導(dǎo)致這些電容的高頻特性較差，諧振頻率大約在幾百 KHz到幾 MHz 之間（參見 Sanyo 公司 OSCON 器件手冊(cè)和 AVX 公司鉭電容器件手冊(cè)） 。

小容量的陶瓷貼片電容具有低的 ESL 和良好的頻率特性，其諧振點(diǎn)一般能夠到達(dá)數(shù)十至數(shù)百 MHz（參見參考文獻(xiàn)《High-speed Digital Design》以及 AVX 等公司陶瓷電容器件手冊(cè)） ，可以用于給高頻信號(hào)提供低阻抗的回流路徑，濾除信號(hào)上的高頻干擾成分。因此，在應(yīng)用大容量電容（電解電容）時(shí)，應(yīng)在電容上并聯(lián)小容量瓷片電容使用。

3、輸入電容

計(jì)算輸入電容的紋波電流，這個(gè)推導(dǎo)的過程，利用到積分公式。通過分析和推導(dǎo)，可以對(duì)電路的工作原理有比較透徹的理解。

如果考慮輸出紋波電流。那么電容上的紋波電流的波形為：

由于在上管打開的階段，輸入電流的大小即可近似的看成輸出電流的大小。所以只需要將輸出電流的波形疊加在輸入電容的波形上面，可以得到上圖中的波形。

那么按照有效電流定義，我們可以通過對(duì)電流平方在時(shí)間上的計(jì)算

為了簡(jiǎn)便計(jì)算，我們將能量拆成紋波部分，和直流部分。原先的直流部分，我們直接用乘法進(jìn)行計(jì)算。直流部分，我們按照近似計(jì)算的方法可以得到。交流部分的功耗，我們按照公式計(jì)算可以得到：

所以總的電容上的有效電流為：

如果選用220uF的電容,每個(gè)能承受的有效電流為3.8A。。如果我們計(jì)算出來(lái)輸入電容的有效電流值為7A，則需要選用220uF電容2個(gè)。高分子電解電容能夠承受的有效電流值是有限的。在設(shè)計(jì)時(shí)需要充分考慮電容的承受能力。

四、升壓電路

升壓電源（BOOST）使用必須增加一個(gè)保險(xiǎn)管以防止負(fù)載短路時(shí)，電源直通而導(dǎo)致整個(gè)單板工作掉電。保險(xiǎn)的大小由模塊的最大輸出電流或者負(fù)載最大電流而定

升壓電源（Boost）的基本拓?fù)淙缦聢D所示：

當(dāng) Q1 導(dǎo)通時(shí)兩端電阻很小， 電源電壓加在 L兩端，電能轉(zhuǎn)化為磁場(chǎng)存儲(chǔ)在 L 中，此時(shí) D1 截止，避免 C0 上的電壓向 Q1 流動(dòng)。當(dāng) Q1 關(guān)斷時(shí)，L 中的電流不能突變，電源和 L 一起通過 D1 向C0 充電并向負(fù)載供電，得到一個(gè)高于輸入電壓的輸出電壓。

由圖中拓?fù)淇梢钥闯?，我們不能通過控制 Q1 的通斷來(lái)切斷輸入和輸出之間的通路或者控制輸出電流。當(dāng)輸出電源短路時(shí)，輸入電源（一般是單板主電源）通過 L 和 D1 直接短路到地。

導(dǎo)致的結(jié)果將是L 或者 D1 燒毀且失效模式為開路。在 L 或者 D1 燒毀之前，單板電源處于短路狀態(tài)，如果 L 和 D1 電流降額較大，可能導(dǎo)致單板電源保護(hù)而不能上電。為了避免上述問題， 建議為升壓電源添加一個(gè)保險(xiǎn)管防止負(fù)載短路， 保險(xiǎn)的大小依照模塊的最大輸出電流或者負(fù)載的最大電流而定。

五、防反接

電源要有防反接處理，輸入電流超過 3A于 ，輸入電源反接只允許損壞保險(xiǎn)絲；低于或等于 3A,輸入電源反接不允許損壞任何器件

電源要有防反接處理，輸入電流超過 3A，輸入電源反接只允許損壞保險(xiǎn)絲；低于或等于 3A,輸入電源反接不允許損壞任何器件。回路電流較大時(shí)，直流電源反接處理可以按照以下方法處理。原理圖如下所示：

直流電源正常接入時(shí)， 光耦D1由于輸入二極管反偏置， 所以輸出C－E不能導(dǎo)通， 這時(shí)并聯(lián)的NMOS管將由于 G－S 電壓的穩(wěn)壓至 12V，使 D-S 導(dǎo)通。這樣電源回路將能順利形成。電容 C1 是起到緩啟動(dòng)作用的，這樣可以起到防浪涌的目地。電阻 R6、二極管 VD3 構(gòu)成電容 C1 的放電回路。

當(dāng)電源反接的時(shí)候，由于光耦輸入二極管正偏置，輸出 C-E 導(dǎo)通，使并聯(lián)的 NMOS 管截止。這樣回路就切斷了，起到了防反接保護(hù)的作用。由于并聯(lián) NMOS 管的 R DS 比較小，損耗小，比較適合于低壓大電流的場(chǎng)合?；芈冯娏鬏^小時(shí)，可以直接在輸入回路中串聯(lián)二極管。反接時(shí)，由于二極管的單向?qū)щ娦裕娫幢蛔钄唷?p>

六、電感

禁用磁飽和電路；禁止選用采用磁飽和電路的電源模塊禁用磁飽和電路，因?yàn)椋?p>

a、磁飽和電路因?yàn)樗么怒h(huán)的原因?qū)囟缺容^敏感，易在高溫工作時(shí)不穩(wěn)定。 b、動(dòng)態(tài)負(fù)載能力差，在磁飽和路負(fù)載最小時(shí)工作最惡劣，易形成輸出不穩(wěn)定。

七、上電時(shí)序

1、對(duì)于多工作電源的器件，必須滿足其電源上掉電順序要求

對(duì)于有核電壓、IO 電壓等多種電源的器件，必須滿足其上電和掉電順序的要求.這些條件不滿足，很有可能導(dǎo)致器件不能夠正常工作，甚至觸發(fā)閂鎖導(dǎo)致器件燒毀。例如 TMS320C6414T 型 DSP，2005年 5 月之后的 Errata 中說(shuō)明，當(dāng) DVDD 較 CVDD 早上電時(shí)，可能出現(xiàn) PCI/HPI 數(shù)據(jù)錯(cuò)的問題。對(duì)于

QDR、DDR 內(nèi)存，其上電順序也有要求，否則可能導(dǎo)致閂鎖，造成器件燒毀的后果。當(dāng)有多個(gè)電源時(shí)， 如必要可采用專用的上電順序控制器件確保上電順序。設(shè)計(jì)中應(yīng)保證在器件未加載燒結(jié)文件時(shí)，電源處于關(guān)斷狀態(tài)設(shè)計(jì)中應(yīng)保證在器件未加載燒結(jié)文件時(shí)，電源處于關(guān)斷狀態(tài)。也可以通過在不同的電源之間連接肖特基二極管確保上電掉電過程中不會(huì)違反上掉電順序要求。

因?yàn)殡娫茨K、 電源上的電容都會(huì)對(duì)電源上電順序產(chǎn)生影響， 可能出現(xiàn)上電過程中違反電壓要求的情況，如上右圖所示，所以必須進(jìn)行測(cè)試驗(yàn)證。

2、 多個(gè)芯片配合工作，必須在最慢上電器件初始化完成后開始操作

當(dāng)多個(gè)芯片配合工作時(shí)， 必須在最慢的期間完成初始化后才能開始操作， 否則可能造成不可預(yù)料的結(jié)果。

例如 LVT16244 驅(qū)動(dòng)器具有上電 3 態(tài)功能，即使 OE 端被下拉到地，也需要等到電源電壓上升到一定閾值才會(huì)脫離高阻態(tài)， 而此前 EPLD 等器件可能已經(jīng)開始工作， 這樣就可能導(dǎo)致 EPLD 讀到錯(cuò)誤的狀態(tài)。參見前面的說(shuō)明。對(duì)于某些 ROM 等器件，在上電后一段時(shí)間才能開始工作，如果在此之前就開始讀取，也可能導(dǎo)致數(shù)據(jù)錯(cuò)誤。

八、PCB設(shè)計(jì)

1、 電源模快/ 芯片感應(yīng)端在布局時(shí)應(yīng)采用開爾文方式

很多電源模塊和電源芯片在設(shè)計(jì)時(shí)，采用了獨(dú)立的 Sense 管腳，作為對(duì)輸出電壓的反饋輸入。這個(gè)Sense 信號(hào)應(yīng)該從取用電源的位置引給電源模塊，而不應(yīng)該在電源模塊輸出端直接引給電源模塊，這樣可以通過電源模塊內(nèi)部的反饋補(bǔ)償?shù)魪碾娫茨K輸出傳輸?shù)綄?shí)際使用電源處路徑帶來(lái)的衰減。如下圖中白色走線所示。

對(duì)于電源監(jiān)控電路等，也應(yīng)該遵守相同的原理，即從實(shí)際需要監(jiān)控點(diǎn)將電源引給監(jiān)控電路，而不是從監(jiān)控電路最近處引給監(jiān)控電路，以確保精確性。

2、Buck電源PCB設(shè)計(jì)要點(diǎn)

（1）、輸入電容，輸出電容盡量共地；

（2）、輸出電流過孔數(shù)量保證通流能力足夠，電流為設(shè)定的過流值；

（3）、如果輸出電流大于20A，最好區(qū)分控制電路AGND和功率地GND，兩者單點(diǎn)接地,如果不做區(qū)分，保證AGND接地良好；

（4）、輸入電容靠近上管的D極放置；

（5）、Phase管腳因?yàn)槠鋸?qiáng)電流，高電壓的特性，輻射大，需做以下處理

a：Phase相連接的上管的S極，下管的D極和電感一端打平面處理，且不打過孔，即盡量保證3者和電源芯片在同一個(gè)平面上，且最好放置在top面；

b：Phase平面保證足夠的通流能力的前提下，盡量減小面積；

c：關(guān)鍵信號(hào)遠(yuǎn)離該P(yáng)hase平面；

d：小電流的Phase網(wǎng)絡(luò)直接拉線處理，禁止拉平面；

（6）、輸入電容的GND，電源輸入因?yàn)樵肼暣?，敏感信?hào)需遠(yuǎn)離該平面，遵循3W原則，禁止高速信號(hào)在上述地平面打的過孔中間走線，尤其關(guān)注背板的高速信號(hào)；

（7）、GATE,BOOT電容走線盡量粗，一般為15mil~40mil；

（8）、電壓采樣因?yàn)殡娏餍。菀资芨蓴_，如果為近端反饋盡量靠近電源芯片，如果為遠(yuǎn)端反饋，需走差分線，且遠(yuǎn)離干擾源；

（9）、DCR電流采樣網(wǎng)絡(luò)，需要差分走線，整個(gè)采樣網(wǎng)絡(luò)盡量緊湊，且需靠近電源芯片放置，溫度補(bǔ)償電阻靠近電感放置；

（10）、環(huán)路補(bǔ)償電路盡量面積小，減小環(huán)路，靠近電源芯片放置；

（11）、電感下禁止打孔，一方面防止有些電感為金屬表層，出現(xiàn)短路；一方面因?yàn)殡姼械妮椛浯?，如果下面打孔，噪聲?huì)耦合；

（12）、MOS管下需打過孔進(jìn)行散熱，過孔數(shù)量按照輸出最大電流計(jì)算，非過流值；

（13）、電源芯片底部打過孔到背面進(jìn)行散熱處理，覆銅越大散熱越好，最好部分亮銅處理；

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