分辨率優(yōu)于 16 位的高精度快速模數(shù)轉(zhuǎn)換器 （ADC） 的交流性能測(cè)試和驗(yàn)證需要一個(gè)近乎完美的正弦波發(fā)生器，至少能夠覆蓋 0 kHz 至 20 kHz 音頻帶寬。通常，使用昂貴的實(shí)驗(yàn)室儀器來(lái)執(zhí)行這些評(píng)估和表征，例如 Audio Precision 的音頻分析儀 AP27xx 或 APx5xx 系列。大多數(shù)時(shí)候，具有 24 位或更多位的現(xiàn)代高速 SAR 和寬帶 Σ-Δ （Σ-Δ） ADC 具有單電源和全差分輸入，因此要求用于 DUT 的信號(hào)源為直流和交流準(zhǔn)確，同時(shí)提供全差分輸出（180°異相）。同樣，這個(gè)交流發(fā)生器的噪聲和失真水平應(yīng)該比這些 ADC 的規(guī)格要好得多，根據(jù)大多數(shù)供應(yīng)商的規(guī)范，在 1 kHz 或 2 kHz 和高達(dá) 20 kHz 的輸入音調(diào)頻率下，本底噪聲電平遠(yuǎn)低于 –140 dBc，失真低于 –120 dBc。圖 1 顯示了適用于高分辨率寬帶 ADC 的典型臺(tái)架測(cè)試設(shè)置的典型配置。最關(guān)鍵的組件是正弦波發(fā)生器（單音或多音），此處基于軟件的直接數(shù)字合成器 （DDS） 可以提供非常靈活的頻率分辨率和與數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的時(shí)鐘同步，以執(zhí)行相干采樣以避免泄漏和 FFT 窗口濾波。

只需音頻精密分析儀的一小部分成本，就可以設(shè)計(jì)一個(gè)非常精確的正弦波發(fā)生器處理器。一個(gè)相當(dāng)快的浮點(diǎn) DSP 將滿足實(shí)時(shí)預(yù)期并滿足所有算術(shù)和處理?xiàng)l件，以達(dá)到最先進(jìn)的 SAR ADC 設(shè)置的失真和噪聲性能水平。利用 32 位或 64 位定點(diǎn)格式的全字?jǐn)?shù)據(jù)長(zhǎng)度架構(gòu)的 NCO 相位累加和擴(kuò)展的精密浮點(diǎn) DSP 功能來(lái)執(zhí)行正弦逼近函數(shù)和用于整形的數(shù)字濾波器頻譜，

直接數(shù)字頻率合成

Joseph A. Webb1 于 1970 年 4 月提交的數(shù)字信號(hào)發(fā)生器合成器專利描述了可以被視為 DDS 機(jī)制的基礎(chǔ)，只需使用幾個(gè)數(shù)字邏輯模塊即可生成各種類型的模擬波形，包括正弦波。然后，在 1971 年初，Tierney 等人 2 的經(jīng)常引用的參考論文發(fā)表了關(guān)于通過(guò)深化正交生成的 DDS 操作以及采樣系統(tǒng)理論的局限性（字截?cái)嗪皖l率規(guī)劃）來(lái)直接生成數(shù)字頻率的文章。實(shí)際實(shí)現(xiàn)開(kāi)始出現(xiàn)，主要依賴于分立的標(biāo)準(zhǔn)邏輯 IC，例如 TTL 74xx 或 ECL 10K 系列。不到 10 年后，斯坦福電信、高通、Plessey、和 ADI 公司的 AD9950 和 AD9955。邏輯 IC 架構(gòu)旨在實(shí)現(xiàn)最佳速度、功率和成本折衷，基于查找表 （LUT），以確保相位、頻率和幅度分辨率有限的相位到正弦幅度轉(zhuǎn)換。如今，DDS 獨(dú)立集成電路很容易獲得，而數(shù)控振蕩器 （NCO） 往往大量集成在 RF DAC 中，例如AD9164或AD9174。盡管它們?cè)诙鄠€(gè) GHz 帶寬上的噪聲和線性度性能令人印象深刻，但這些器件都不適合測(cè)試LTC2378-20、AD4020或AD7768等中等速度、高分辨率 ADC 。

圖 1. 基于 IEEE 1241 標(biāo)準(zhǔn)的典型 ADC （ac） 測(cè)試設(shè)置的處理鏈。DDFS 使整個(gè)測(cè)量系統(tǒng)完全數(shù)字化，具有很多優(yōu)點(diǎn)，包括完全的靈活性和連貫的采樣采集。

與傳統(tǒng)的基于 PLL 的合成器相比，NCO 和 DDS 以其非常精細(xì)的頻率分辨率、快速的靈活性和易于生成完美正交的正弦/余弦而聞名。它們還因其寬帶寬覆蓋和直流精度而備受贊譽(yù)。它們的工作原理由數(shù)字信號(hào)處理和采樣系統(tǒng)理論支配，它們的數(shù)字特性允許對(duì)輸出信號(hào)的相位、頻率和幅度進(jìn)行完全數(shù)字化和獨(dú)立控制。圖 2 的框圖描述了傳統(tǒng) DDS 的架構(gòu)，它由三個(gè)主要功能組成：

N位相位累加器；

一種相位到正弦幅度轉(zhuǎn)換器，其特征在于 W 位截?cái)嘞辔惠斎胱郑?/p>

一個(gè) D 位 DAC 及其相關(guān)的重構(gòu)濾波器。

相位累加器是圍繞一個(gè)簡(jiǎn)單的 N 位加法器和一個(gè)寄存器構(gòu)建的，該寄存器的內(nèi)容以采樣時(shí)鐘 FCLK 的速率更新，輸入相位增量 Δθ，通常也稱為頻率調(diào)諧字 （FTW）。累加器可以周期性溢出并像采樣或參考時(shí)鐘 FCLK 和 DDS 輸出頻率 FOUT 之間的小數(shù)分頻器一樣運(yùn)行，或者像齒輪箱一樣分頻比等于：

相位累加器寄存器的輸出代表生成波形的當(dāng)前相位。由于相位到正弦或相位到余弦映射器引擎，每個(gè)離散累加器輸出相位值隨后被轉(zhuǎn)換為幅度正弦或余弦數(shù)據(jù)或樣本。此功能通常通過(guò)存儲(chǔ)在 LUT （ROM） 中的三角函數(shù)值來(lái)實(shí)現(xiàn)，有時(shí)通過(guò)執(zhí)行正弦逼近算法或兩者的組合來(lái)實(shí)現(xiàn)。相位到正弦幅度轉(zhuǎn)換器的輸出饋入 DAC，DAC 在濾波之前產(chǎn)生量化和采樣的正弦波，以平滑信號(hào)并避免頻譜混疊。DAC 有限分辨率施加的這種幅度量化對(duì)本底噪聲和合成器的最終信噪比 （SNR） 設(shè)置了理論限制。此外，作為混合信號(hào)設(shè)備，

基于圖 2 架構(gòu)的實(shí)際正弦波形發(fā)生器實(shí)現(xiàn)的主要區(qū)別在于相位幅度轉(zhuǎn)換器模塊，由于數(shù)字無(wú)線電應(yīng)用的市場(chǎng)導(dǎo)向，該模塊通常針對(duì)速度和功耗而不是高精度進(jìn)行優(yōu)化。實(shí)現(xiàn)相位到正弦幅度轉(zhuǎn)換器的最簡(jiǎn)單方法是使用 ROM 來(lái)存儲(chǔ)具有一對(duì)一映射的正弦值。不幸的是，LUT 的長(zhǎng)度隨著相位累加器的寬度 N 和波表數(shù)據(jù)字精度 W 呈指數(shù)增長(zhǎng) （2N）。不幸的是，在減小累加器大小或截?cái)嗥漭敵龇矫孢M(jìn)行權(quán)衡會(huì)導(dǎo)致頻率分辨率的損失和 SFDR 的嚴(yán)重退化。結(jié)果表明，由相位或幅度量化引起的雜散遵循 –6 dB/bit 的關(guān)系。由于通常需要大的 N 來(lái)實(shí)現(xiàn)精細(xì)的頻率調(diào)諧，因此已經(jīng)推廣了幾種技術(shù)來(lái)限制 ROM 大小，同時(shí)保持足夠的雜散性能。簡(jiǎn)單的壓縮方法通常通過(guò)利用正弦或余弦函數(shù)的四分之一波對(duì)稱性來(lái)將相位參數(shù)范圍縮小 4。為了進(jìn)一步縮小范圍，相位累加器輸出的粗略截?cái)嗍鞘聦?shí)上的方法，盡管它確實(shí)引入了雜散諧波。盡管如此，由于精細(xì)的頻率分辨率要求、內(nèi)存大小和成本折衷，這種方法總是被采用。已經(jīng)提出了各種角度分解方法來(lái)降低基于 LUT 的方法的內(nèi)存要求。結(jié)合使用各種類型的分段、線性或多項(xiàng)式插值的幅度壓縮，其想法是在 I/Q 合成的情況下準(zhǔn)確逼近正弦函數(shù)的第一象限或 ［0， π/4］ 區(qū)間需要正弦和余弦函數(shù)。類似地，無(wú)需 ROM LUT 的復(fù)雜信號(hào)生成由基于角度旋轉(zhuǎn)的算法有效支持，只需在逐次逼近方案中調(diào)用移位和相加操作。以流行的 CORDIC 為代表的這種方法通常比其他方法更快，當(dāng)硬件乘法器不可用時(shí)，或者出于速度或成本考慮，實(shí)現(xiàn)功能所需的門數(shù)應(yīng)最小化（在 FPGA 或 ASIC 中）。反過(guò)來(lái)，

圖 2. NCO 的主要功能部分以及與完整直接數(shù)字合成器的區(qū)別，其中包括重建 DAC 及其相關(guān)的 AAF。NCO 部分可用于測(cè)試或激勵(lì) DAC。

審核編輯：郭婷