為了產(chǎn)生復(fù)雜的調(diào)制，需要兩個相同的通道（I和Q）。為簡單起見，此處僅顯示一個通道。

調(diào)制參數(shù)

在此示例設(shè)計中，系統(tǒng)規(guī)格如下：

符號速率 = 30 ksps

數(shù)字濾波器 alpha= 0.35

下一步是確定基帶濾波器要求：

總信號帶寬 = 30*1.35= 40.5 kHz，即每個 I 和 Q 通道為 20.25 kHz。這決定了濾波器通帶。

濾波器阻帶要求主要由DAC更新速率決定，在本例中為240 ksps，或每個符號8倍插值。

現(xiàn)在讓我們快進(jìn)到完整的電路，然后是描述。請注意，為簡單起見，僅顯示兩個相同的I&Q通道之一：

圖1.基帶驅(qū)動電路將單端DAC轉(zhuǎn)換為差分。建議使用無源DAC重構(gòu)濾波器以實(shí)現(xiàn)低噪聲。

DAC 輸入和參考

首選差分DAC輸出。但是，當(dāng)使用單電源、單端DAC輸出時，則需要固定的Vref，該Vref可能來自第3個DAC或V。裁判的信號 DAC。Vref只是DAC的零基準(zhǔn)電壓源，可以在I和Q通道之間共享，但要確保它是低源阻抗，以實(shí)現(xiàn)I和Q通道之間的最小串?dāng)_。緩沖液 V裁判必要時采用一個 LTC6246 電壓跟隨器。

在本例中，單端I和Q DAC配置為0至+1.024V輸出。請注意，DAC數(shù)字驅(qū)動器應(yīng)縮放以使用所有可用的DAC位，但切勿觸及滿量程極限。

可選電阻R5和R6用于DAC的低平均直流電流。在本例中，輸入共模電壓被下拉至0.512V，以匹配DAC輸出電壓范圍的中心。

單端至差分驅(qū)動器

與單端基帶驅(qū)動相反，使用差分基帶信號驅(qū)動調(diào)制器是非常優(yōu)選的。差分驅(qū)動提供高 6dB 的射頻輸出功率和最低的誤差矢量幅度 （EVM）。

選擇具有差分輸入和輸出的放大器還可以簡化設(shè)計，因?yàn)?/p>

設(shè)計對稱性降低了輸出直流失調(diào)誤差，從而減少了LO饋通（LOFT）并提高了調(diào)制精度。

輸出共模電壓（VOCM） 可以獨(dú)立更改以滿足調(diào)制器的要求，并且

增益可以獨(dú)立改變，而不影響VOCM.

圖2.差分驅(qū)動器通過提供增益和輸出共模電壓的獨(dú)立調(diào)整來簡化設(shè)計。

選擇LTC6362用于此應(yīng)用，是因?yàn)樗鼉H吸收1mA的電源電流，而且噪聲相當(dāng)?shù)?。對于基帶信號源具有低近端噪聲密度的設(shè)計，低放大器噪聲非常重要，這意味著使用非常高階基帶數(shù)字濾波器以及高分辨率DAC。我們不希望放大器使這種接近信噪比變得更糟。

選擇電容C10和C11來降低HF噪聲，同時在最高基帶頻率下提供可忽略不計（<0.1 dB）幅度誤差貢獻(xiàn)。LTspice仿真對于此目的非常有用。

DAC LC 重構(gòu)濾波器

DAC重建濾波器對于平滑DAC階梯輸出非常重要，它減少了高頻奈奎斯特鏡像。另一個重要功能是將調(diào)制器輸出端的寬帶本底噪聲降至最低。

圖3.LC重建濾波器。此設(shè)計適用于 266 歐姆源極和負(fù)載端接。

使用經(jīng)典的濾波器設(shè)計CAD工具為您的設(shè)計合成這些LC元件值。為獲得最佳調(diào)制精度，請選擇貝塞爾LPF響應(yīng)作為線性相位。在本例中，-3dB轉(zhuǎn)折放置在50 kHz，這適用于高達(dá)~30 ksps的符號速率。

DAC鏡像雜散相對于所需信號的幅度可以通過SIN（x）/x估計，其中x = π f / f時鐘，對于此設(shè)計的頻率計劃，我們可以預(yù)期在220 kHz時具有25dB的圖像衰減。再加上DAC LC重建濾波器在220 kHz（45dB）處提供的衰減，以估計70dB的總奈奎斯特鏡像抑制。

推導(dǎo) VOCM源

當(dāng) V抄送監(jiān)管良好，VOCM可以從簡單的Vcc電阻分壓器獲得。否則，VOCM由一個可調(diào)電壓穩(wěn)壓器高效衍生而來，該穩(wěn)壓器支持低至 1μA 的電阻分壓器電流。 適當(dāng)?shù)?VOCM電壓對于建立正確的IQ調(diào)制器工作點(diǎn)至關(guān)重要。

圖4.簡單的 LT3009 提供了調(diào)節(jié)良好的低噪聲 Vocm，同時將電流浪費(fèi)降至最低。

請注意，LTC6362 具有一個內(nèi)部 VOCMV 時的分壓器抄送/2，因此每當(dāng) Vcc 超過 2.8V 時，VOCM需要一些下拉才能保持在1.4V。這就是 R3 的目的。

增益縮放

通常，對于許多 LTC5589 和 LTC5599 應(yīng)用，差分驅(qū)動電平約為 330mV有效值是一個很好的起點(diǎn)，在IQ調(diào)制器的I和Q輸入端進(jìn)行差分測量。由于LC濾波器損耗，LC濾波器輸入端的驅(qū)動電壓通常略高，約為358mV有效值在每個差分放大器輸出端。應(yīng)使用頻譜分析儀來確認(rèn)是否達(dá)到了所需的調(diào)制器RF輸出頻譜純度。

以更高的V驅(qū)動IQ調(diào)制器有效值用于更高的輸出功率或更低的 V有效值用于降低 IMD 和提高調(diào)制精度。放大器反饋電阻可以為此目的進(jìn)行調(diào)整。

仿真結(jié)果

濾波器合成應(yīng)該已經(jīng)正確。然而，由于濾波器設(shè)計必須從單端轉(zhuǎn)換為差分，因此存在一些設(shè)計誤差的蔓延空間。另一個誤差來源可能是放大器的延遲，這成為更高符號速率的一個因素。快速的LTspice仿真有助于驗(yàn)證這兩個誤差源是否保持良性。

首先分別查看通帶和阻帶響應(yīng)：

圖5.整體電路通帶響應(yīng)。在這里，我們尋找最高信號頻率（本設(shè)計示例中為20.25 kHz）下的最小增益滾降和群延遲變化。

請注意，在20.25 kHz的最高信號頻率下，響應(yīng)下降僅為0.5dB。低于1dB是一個很好的目標(biāo)。群延遲非常平坦，您需要增量標(biāo)記才能在上面的仿真圖上測量它。它只有3.7ns，與1/30k或33.3us的符號周期相比，可以忽略不計。少于符號周期的百分之幾是一個很好的目標(biāo)。在這種情況下，群延遲變化非常好，這要?dú)w功于貝塞爾濾波器。

圖6.整體電路阻帶響應(yīng)。在這里，我們正在尋找奈奎斯特圖像頻率（本設(shè)計示例中為220kHz）下的足夠衰減。

在本例中，我們看到鏡像頻率處的衰減為46dB。結(jié)合 25dB sin（x） / x，即 71 dB。這里一個好的目標(biāo)是大約 70dB 或更好。對于無線應(yīng)用，監(jiān)管機(jī)構(gòu)的要求在這里發(fā)揮作用。

請注意，濾芯損耗可能不那么容易準(zhǔn)確模擬。它們的效果將在下一個主題中很明顯：

測試結(jié)果

對于數(shù)字調(diào)制，調(diào)制器精度的最終測試是EVM。

圖7.LTC5599 0.8% rms 的 EVM 測量值符合預(yù)期。除設(shè)置為450MHz的LO頻率外，所有SPI寄存器均采用默認(rèn)值。

考慮到該系統(tǒng)使用的是 8 位 DAC，EVM 的測量值約為 0.8% 也就不足為奇了，因?yàn)榭紤]到 ENOB 將小于 8 位，從根本上說，這是可實(shí)現(xiàn)的最佳目標(biāo)：

圖8.索取免費(fèi)的線性技術(shù)精度轉(zhuǎn)換器！本例顯示了有效的DAC分辨率如何限制調(diào)制精度。

EVM 測試結(jié)果與之前公布的測量結(jié)果一致，對于大多數(shù)數(shù)字調(diào)制應(yīng)用來說絕對足夠好。

進(jìn)一步的EVM改進(jìn)需要更多的FIR濾波器抽頭，更高分辨率的DAC，也許還需要一些數(shù)字濾波器補(bǔ)償，用于sin（x）/x滾降和DAC重建濾波器滾降。

圖9.-4dBm 輸出功率時的射頻輸出頻譜。請注意，最差的DAC鏡像約為-70dBc，足以滿足大多數(shù)應(yīng)用的需求。

從輸出頻譜來看，近端噪聲頻譜密度由幾個因素決定：FIR濾波器階數(shù)、LO相位噪聲和調(diào)制器驅(qū)動電平。

結(jié)論

本博客闡述了利用低功率 IQ 調(diào)制器（如 LTC5599 和 LTC5589）的詳細(xì)設(shè)計技術(shù)。為實(shí)現(xiàn)最高調(diào)制精度、最低噪聲和最低直流功耗，設(shè)計人員必須仔細(xì)考慮每個電路模塊，如本文所示。

審核編輯：郭婷