高帶寬通信系統(tǒng)中的高數(shù)據(jù)吞吐量要求使得本振的相位純度對于可靠性能至關(guān)重要。在此類系統(tǒng)中節(jié)省空間和成本的一種方法是使用結(jié)合PLL和VCO而不犧牲信號質(zhì)量的IC。LTC6946 通過集成一個世界級的頻率合成器、一個低相位噪聲 VCO 和一流的性能來實現(xiàn)這一點，從而使設(shè)計人員能夠滿足嚴格的 RF 系統(tǒng)性能目標。

LTC6946 節(jié)省了時間和空間

在RF接收器或發(fā)射器系統(tǒng)中，本振（LO）在實現(xiàn)所需的系統(tǒng)規(guī)格方面起著關(guān)鍵作用。此類系統(tǒng)的主要目標是最大限度地提高接收或發(fā)送信號的信噪比（SNR），同時限制電路板空間、功耗和成本。

有幾個因素限制了RF系統(tǒng)中的SNR，包括接收或發(fā)射鏈的線性度和噪聲系數(shù)，以及LO的相位噪聲和雜散。

在RF鏈中選擇合適的元件可將線性度和噪聲系數(shù)下降限制在可接受的水平。同樣，必須做出謹慎的設(shè)計決策，以獲得所需的相位噪聲和LO雜散電平。

高性能系統(tǒng)需要具有高頻譜純度的LO源，因此需要使用帶有外部高端VCO的低帶內(nèi)相位噪聲合成器。這樣的解決方案需要大量的電路板空間，涉及復雜的設(shè)計過程，并且相對昂貴。

相比之下，LTC6946 將這些組件集成到單個 4mm × 5mm 封裝中，從而滿足了高性能系統(tǒng)的要求。具體而言，它將業(yè)界領(lǐng)先的超低相位噪聲和雜散整數(shù)N分頻頻率合成器與低相位噪聲和寬帶VCO相結(jié)合。與外部 VCO 系統(tǒng)相比，總體成本較低，并且將 LTC6946 集成到 RF 系統(tǒng)中非常簡單，如本文后面所示。

LTC6946 內(nèi)部有什么？

圖 1 示出了簡化的 LTC6946 框圖，以及外部基準時鐘 （例如 OCXO） 和環(huán)路濾波器組件。

圖1.具有外部基準時鐘和環(huán)路濾波器的簡化LTC6946框圖。

簡而言之，圖1中的相位/頻率檢測器（PFD）比較了參考時鐘的相位和頻率，f裁判，除以 R 后產(chǎn)生 f聚苯乙烯，到 VCO 的整數(shù)除法 N 之后的那些。然后，PFD控制電荷泵的電流源，以確保VCO以這樣的速率運行：當VCO被N分頻時，其頻率等于f聚苯乙烯其相位與參考時鐘同步。這描述了一種負反饋機制，外部環(huán)路濾波器組件穩(wěn)定環(huán)路并設(shè)置控制帶寬。O分壓器通過分頻VCO輸出來增加輸出頻率范圍，以創(chuàng)建比VCO更多的頻段。下式將輸出頻率與f相關(guān)聯(lián)裁判.

LTC6946 版本

LTC6946有三種不同的頻率范圍版本，如表1所示。所有版本均提供卓越的帶內(nèi)相位噪聲，并具有業(yè)界領(lǐng)先的 1/f 性能。集成VCO可實現(xiàn)低相位性能，無需外部元件。

低相位噪聲的重要性

LO相位噪聲對系統(tǒng)的影響可以用一個簡單的下變頻接收器來說明?？紤]頻率f的完美音調(diào)射頻由理想混頻器下變頻，在f瞧如圖2所示。LO源具有實際的相位噪聲曲線，由周圍的裙邊所示。在中頻（f如果），下變頻理想音調(diào)被LO源的相位噪聲破壞。

圖2.使用現(xiàn)實生活中的LO下變頻理想音的理想混音器。

混頻器RF端口的理想音調(diào)具有無限的SNR，或者受匹配系統(tǒng)限制的非常大的SNR。混頻器是理想的，不會降低接收信號的質(zhì)量。然而，由于LO的相位噪聲，混頻器的IF輸出與接收信號相比具有低得多的SNR。本例提供了一種簡單的方法來描述低相位噪聲在保持信號質(zhì)量方面的重要性。

相位噪聲對數(shù)字調(diào)制信號的影響

復雜的數(shù)字調(diào)制方案在無線通信中有效利用有限的信道帶寬，但往往會給這些系統(tǒng)中用于產(chǎn)生LO的相位噪聲要求帶來壓力。為了進一步闡明相位噪聲對這種方法的影響，假設(shè)圖2中混頻器的RF端口接收64正交調(diào)幅（64-QAM）信號。圖3顯示了IF信號星座圖，這是符號采樣時刻解調(diào)信號的二維散射圖，假設(shè)混頻器和LO源都是理想的。

圖3.64-QAM 信號的理想星座。

由于每個點都是不同的，并且正好以決策邊界為中心，因此適當?shù)慕庹{(diào)方案將以零錯誤破譯接收到的消息。

回到圖2所示的系統(tǒng)，假設(shè)LO的相位噪聲是系統(tǒng)中唯一的非理想元件，則IF信號的星座變?yōu)閳D4所示。

圖4.被相位噪聲破壞的64-QAM星座。

采樣符號的著陸位置受LO相位噪聲的影響。因此，解調(diào)器不容易理解這些符號。因此，相位噪聲本身就能夠使解調(diào)器的工作變得棘手，導致解釋性消息出現(xiàn)錯誤。

為了正確看待這一點，將相位噪聲與白噪聲對解調(diào)器正確推斷消息的能力的影響進行比較。假設(shè)圖2中的系統(tǒng)和信號都是理想的，只是混頻器的噪聲系數(shù)不為零，因此它會向接收信號添加白噪聲。本例中IF信號的星座如圖5所示。

圖5.被白噪聲破壞的64-QAM星座。

同樣，符號偏離其理想位置，導致接收信號出錯。白噪聲對系統(tǒng)的最終后果與相位噪聲非常相似。

在實際情況下，混頻器RF端口的接收信號具有有限的SNR，這對于IF端口的無差錯解調(diào)已經(jīng)不足。真正的混音器由于其自身的損傷而使情況惡化。如果不仔細設(shè)計，LO的相位噪聲會進一步損害SNR。因此，相位噪聲必須保持在系統(tǒng)中可接受的SNR衰減水平或以下。

相位噪聲對相鄰通道的影響

要求低相位噪聲的另一個原因是避免或減少相互混頻的影響。在具有特定頻段中多個信道的通信系統(tǒng)中，兩個相鄰信道之間的信號強度變化很大是很常見的。如果要對位于更強的相鄰通道旁邊的微弱信號進行適當?shù)南伦冾l和解調(diào)，則與混頻器一起使用的LO必須具有低相位噪聲。它必須足夠低，以防止較大信號的頻譜泄漏嚴重降低所需通道的SNR。

假設(shè)在圖2中，混頻器的RF端口接收到兩個理想音，LO具有如圖所示的相位噪聲曲線。圖6描述了新系統(tǒng)，并說明了倒易混合。

圖6.LO相位噪聲引起的相互混頻。

如IF所示，LO的相位噪聲使較強的相鄰通道“泄漏”到較弱的理想通道中，并嚴重限制了其SNR。無論混頻器用于下變頻還是上變頻輸入信號，相同的概念都適用。

相位噪聲剖析和LTC6946性能

那么，LTC6946 如何與頻率合成器性能指標相提并論呢？為了說明這一點，給定LO的相位噪聲曲線被細分為四個近似區(qū)域，如圖7所示的LO邊帶之一。假設(shè)該LO源由PLL集成電路產(chǎn)生，該IC將高頻VCO鎖定到較低頻率的參考時鐘。本文討論了LTC6946在每個不同區(qū)域的性能。

圖7.單邊帶相位噪聲剖析。

特寫

理想情況下，近載波相位噪聲主要由參考時鐘的相位噪聲曲線決定。然而，PLLIC的閃爍（或1/f）噪聲通常會加劇這里的噪聲。該區(qū)域通常從LO擴展到100s或1000s的Hz。近載波相位噪聲會降低復雜通信方案的性能，尤其是在突發(fā)持續(xù)時間較長的情況下。

LTC6946 具有業(yè)界領(lǐng)先的 ?274dBc/Hz 歸一化帶內(nèi) 1/f 噪聲規(guī)格，相當于一個 100MHz 參考時鐘在失調(diào)為 100Hz 時的 ?134dBc/Hz 相位噪聲電平。這個數(shù)字挑戰(zhàn)了市場上最好的100MHz晶體振蕩器。因此，與其他 PLL IC 不同，LTC6946 通常不會降低基準主導的近載波相位噪聲。

帶內(nèi)

帶內(nèi)相位噪聲通常由PLL IC和環(huán)路濾波器中的任何噪聲元件決定。如果選擇不當，參考時鐘也可能會增加該區(qū)域的噪聲。帶內(nèi)相位噪聲區(qū)域通常延伸到PLL的環(huán)路帶寬附近。根據(jù)多個因素，例如通道帶寬和其他區(qū)域的相位噪聲水平，帶內(nèi)相位噪聲通常是相位噪聲導致信號SNR下降的最重要因素。

LTC6946 擁有一個令人印象深刻的 ?226dBc/Hz 歸一化帶內(nèi)相位本底噪聲，可將“平臺”區(qū)域保持在盡可能低的水平。該數(shù)字允許 LTC6946 用于要求最苛刻的應用。

VCO

VCO相位噪聲，顧名思義，主要由VCO貢獻。根據(jù)PLL環(huán)路帶寬和通道寬度，VCO相位噪聲可能是相位噪聲導致信號SNR下降的重要因素。而且，根據(jù)通道間距，VCO相位噪聲可能會產(chǎn)生相互混頻。

與獨立寬帶 VCO 相比，集成到 LTC6946 中的 VCO 具有極具競爭力的相位噪聲，從而確保了出色的整體性能。

寬帶

寬帶相位噪聲主要由VCO輸出端的緩沖器主導。與VCO噪聲一樣，由于相互混頻，寬帶相位噪聲會影響相鄰通道。即使是很遠的通道也會由于遠距離的強通道（通常稱為阻塞器）而增加其本底噪聲。

LTC6946 具有卓越的 ?157dBc/Hz 寬帶相位本底噪聲，其性能與獨立寬帶 VCO 的性能相匹配，從而最大限度地降低了阻塞效應。

低雜散的重要性

整數(shù) N 分頻 PLL 在其 PFD 更新速率 （f ） 下在 LO 偏移周圍產(chǎn)生雜散聚苯乙烯）并以該速率的諧波。這些通常稱為參考雜散。

考慮多通道無線通信系統(tǒng)的典型場景，該系統(tǒng)在所需通道附近傳輸較強但較弱的通道，如圖8所示。僅顯示一個LO參考雜散。

圖8.參考雜散引起的相鄰信道干擾。

在整數(shù) N 個 PLL 中，f聚苯乙烯通常選擇等于通道間距，這意味著基準雜散位于與LO的通道間距處。這些雜散將所有相鄰和附近的通道轉(zhuǎn)換為IF的中心，而LO將所需通道轉(zhuǎn)換為相同的精確頻率。

這些不需要的通道與目標通道中的信號無關(guān)，表現(xiàn)為目標信號的本底噪聲升高，并限制了其SNR。因此，重要的是要避免參考雜散。

LTC6946 設(shè)計示例

為了理解LTC6946設(shè)計過程的簡單性，這里顯示了用于無線接入的寬帶點對點無線電LO的完整設(shè)計示例。該設(shè)計假定以下頻率規(guī)劃。

LO 頻段：4700MHz 至 5700MHz

頻率步長（通道間間隔）：5MHz

參考時鐘頻率：100MHz

基于表 1 中的頻率范圍，LTC6946-3 適合于覆蓋所請求的頻帶。所有進一步的設(shè)計選擇都可以使用PLLWizard進行?www.analog.com/en/design-center/design-tools-and-calculators 的免費PLL設(shè)計和仿真工具。

在PLLWizard中輸入給定的頻率信息，并選擇PLLWizard工具建議的近似噪聲優(yōu)化環(huán)路帶寬，即可生成修改DC1705A-C演示板所需的環(huán)路濾波器值。由于LTC6946 VCO增益占頻率的百分比幾乎恒定，因此設(shè)計在頻帶內(nèi)任何頻率下的環(huán)路濾波器適用于所有其他頻率。圖9顯示了用于完成此設(shè)計的PLLWizard的快照。

圖9.用于設(shè)計4700MHz至5700MHz帶寬LO且通道間隔為5MHz的PLLWizard軟件工具快照。

DC1705A-C使用上述環(huán)路濾波器組件進行了更新，其原理圖如圖10所示。

圖 10.4700MHz至5700MHz LO頻率合成器電路原理圖。

圖11驗證了實現(xiàn)的相位噪聲是否與PLLWizard預測的相位噪聲相匹配。100Hz至40MHz的雙邊帶集成噪聲可實現(xiàn)接近40dB的SNR，足以滿足最苛刻的應用要求。

圖 11.相位噪聲為5500MHz。

圖12顯示了5500MHz時的雜散性能。最高的基準雜散約為?97dBc，在如此高的LO頻率下是驚人的，并且不太可能造成任何明顯的相鄰信道干擾。

圖 12.頻譜在5500MHz。

按照上面總結(jié)的快速直接的步驟操作后，該電路就可以部署在現(xiàn)實生活中的點對點無線電應用中。

結(jié)論

LTC6946 通過將一個整數(shù) N 分頻頻率合成器與一個 VCO 集成在一起而不犧牲性能來簡化頻率合成。它非常適合許多要求苛刻的應用，其中低相位噪聲至關(guān)重要。最重要的是，當與 PLLWizard 工具結(jié)合使用時，使用 LTC6946 進行設(shè)計輕而易舉。

審核編輯：郭婷