盡管許多關(guān)于調(diào)制的描述將其描述為乘法過(guò)程，但事實(shí)要復(fù)雜一些。

首先，要非常清楚，如果一個(gè)完美乘法器的兩個(gè)輸入饋送一個(gè)信號(hào)Acos（ωt）和一個(gè)未調(diào)制的載波cos（ωt），我們將有一個(gè)調(diào)制器。發(fā)生這種情況是因?yàn)閮蓚€(gè)周期波形 Ascos(ωct) 和 Accos(ωct)，應(yīng)用于乘法器的輸入（為簡(jiǎn)化分析，比例因子為 1 V），產(chǎn)生由下式給出的輸出：

Vo(t) = ?AsAc[cos((ωs + ωc)t) + cos(ωs – ωc)t))]

如果承運(yùn)人，Accos(ωct)，具有 1 V 幅度 （Ac= 1），這進(jìn)一步簡(jiǎn)化為：

Vo(t) = ?As[cos((ωs + ωc)t) + cos((ωs – ωc)t)]

但是，在大多數(shù)情況下，調(diào)制器是執(zhí)行此功能的更好電路。調(diào)制器（用作變頻器時(shí)也稱(chēng)為混頻器）與乘法器密切相關(guān)。乘法器的輸出是其輸入的瞬時(shí)乘積。調(diào)制器的輸出是信號(hào)在其一個(gè)輸入（稱(chēng)為信號(hào)輸入）上的瞬時(shí)乘積，在另一個(gè)輸入（稱(chēng)為載波輸入）上是信號(hào)的符號(hào)。圖1顯示了調(diào)制函數(shù)的兩種建模方法：作為放大器，其增益由載波輸入上的比較器輸出切換為正負(fù)，或者作為載波輸入與其端口之一之間具有高增益限制放大器的乘法器。這兩種架構(gòu)都用于生產(chǎn)調(diào)制器，但開(kāi)關(guān)放大器版本（用于AD630平衡調(diào)制器）往往較慢。大多數(shù)高速集成電路調(diào)制器由跨線性乘法器（基于吉爾伯特單元）組成，載波路徑中的限幅放大器用于過(guò)驅(qū)動(dòng)其中一個(gè)輸入。該限幅放大器可以提供高增益，允許低電平載波輸入，或低增益和干凈的限幅特性，因此需要相對(duì)較大的載波輸入才能正常工作。有關(guān)具體信息，請(qǐng)參閱數(shù)據(jù)手冊(cè)。

圖1.調(diào)制函數(shù)建模的兩種方法。

我們使用調(diào)制器而不是乘法器有幾個(gè)原因。乘法器的兩個(gè)端口都是線性的，因此載波輸入上的任何噪聲或調(diào)制都會(huì)使信號(hào)輸入成倍并降低輸出，而調(diào)制器載波輸入的幅度變化大多可以忽略不計(jì)。二階機(jī)制會(huì)導(dǎo)致載波輸入端的幅度噪聲影響輸出，但在最好的調(diào)制器中，這些噪聲被最小化，這里不討論。調(diào)制器的簡(jiǎn)單模型使用由載波驅(qū)動(dòng)的開(kāi)關(guān)。（完美）開(kāi)路開(kāi)關(guān)具有無(wú)限電阻和零熱噪聲電流，而（完美）閉合開(kāi)關(guān)具有零電阻和零熱噪聲電壓，因此調(diào)制器即使開(kāi)關(guān)不完美，內(nèi)部噪聲也往往低于乘法器。此外，與類(lèi)似的乘法器相比，設(shè)計(jì)和制造高性能、高頻調(diào)制器更容易。

與模擬乘法器一樣，調(diào)制器將兩個(gè)信號(hào)相乘，但與模擬乘法器不同，乘法不是線性的。相反，當(dāng)載波輸入的極性為正時(shí)，信號(hào)輸入乘以+1，當(dāng)極性為負(fù)時(shí)乘以-1。換句話(huà)說(shuō)，信號(hào)乘以載波頻率的方波。

頻率為 ω 的方波ct可以用奇次諧波的傅里葉級(jí)數(shù)表示：

K[cos(ωct) – 1/3cos(3ωct) + 1/5cos(5ωct) – 1/7cos(7ωct) + …]

序列的總和： [+1， –1/3， +1/5， –1/7 + ...] 為 π/4。因此，K的值為4/π，這樣當(dāng)正直流信號(hào)施加到其載波輸入時(shí)，平衡調(diào)制器充當(dāng)單位增益放大器。

載波幅度只要足夠大以驅(qū)動(dòng)限幅放大器就不重要，因此由信號(hào)驅(qū)動(dòng)的調(diào)制器As余弦（ωst）和一個(gè)載波cos（ωct），將產(chǎn)生信號(hào)和平方載波的乘積：

2As/π[cos(ωs + ωc)t + cos(ωs – ωc)t –

1/3{cos(ωs + 3ωc)t + cos(ωs – 3ωc)t} +

1/5{cos(ωs + 5ωc)t + cos(ωs – 5ωc)t} –

1/7{cos(ωs + 7ωc)t + cos(ωs – 7ωc)t} + …]

該輸出包含信號(hào)和載波的和差頻率，以及信號(hào)和載波的每個(gè)奇次諧波的和和差。在理想、完美平衡的調(diào)制器中，不存在偶次諧波的產(chǎn)物。然而，在實(shí)際調(diào)制器中，載波端口上的殘余偏移會(huì)導(dǎo)致低電平、均勻的諧波產(chǎn)物。在許多應(yīng)用中，低通濾波器（LPF）可去除高次諧波的產(chǎn)物。請(qǐng)記住，cos（A） = cos（–A），所以 cos（ωm– Nωc）t = cos（Nωc– ωm）t，我們不必?fù)?dān)心“負(fù)”頻率。濾波后，調(diào)制器輸出由下式給出：

2As/π[cos(ωs + ωc)t + cos(ωs – ωc)t]

這與乘法器的輸出表達(dá)式相同，只是增益略有不同。在實(shí)際系統(tǒng)中，增益由放大器或衰減器歸一化，因此我們不會(huì)在這里考慮各種系統(tǒng)的理論增益。

在簡(jiǎn)單的情況下，使用調(diào)制器顯然比乘法器更好，但是我們?nèi)绾味x簡(jiǎn)單？當(dāng)調(diào)制器用作混頻器時(shí)，信號(hào)和載波輸入是頻率f的簡(jiǎn)單正弦波1和 fc，并且未過(guò)濾的輸出包含總和 （f1 + fc） 和差異 （f1– f c） 頻率，加上信號(hào)的和差頻率以及載波的奇次諧波 (f1 + 3fc), (f1 – 3fc), (f1 + 5fc), (f1 – 5fc), (f1 + 7fc), (f1 – 7fc)… 在LPF之后，我們希望只找到基本面產(chǎn)品，（f1 +fc） 和 （f1–fc).

如果 （f1 + fc) > (f1– 3層c），但是，不可能用簡(jiǎn)單的LPF分離基波和諧波積，因?yàn)槠渲幸粋€(gè)諧波積的頻率低于基波積之一的頻率。這不是一個(gè)簡(jiǎn)單的案例，因此需要進(jìn)行更多分析。

如果我們假設(shè)信號(hào)包含單個(gè)頻率，f1，或從 f 擴(kuò)展到整個(gè)頻段的更復(fù)雜的信號(hào)1到 f2，我們可以分析調(diào)制器的輸出頻譜，如下圖所示。假設(shè)調(diào)制器完美平衡，沒(méi)有信號(hào)泄漏、載波泄漏或失真，因此輸入、載波和雜散產(chǎn)物不會(huì)出現(xiàn)在輸出中。輸入以黑色顯示（或在輸出圖中以淺灰色顯示，即使它實(shí)際上并不存在）。

圖2顯示了輸入 - f中的信號(hào)1到 f2波段和 F 處的載波c.乘法器在 1/3（3f 處不會(huì)有奇數(shù)載波諧波c）， 1/5（5Fc）， 1/7（7層）c）...，顯示為調(diào)制器的虛線。請(qǐng)注意，分?jǐn)?shù) 1/3、1/5 和 1/7 是指振幅，而不是頻率。

圖2.輸入頻譜顯示信號(hào)輸入、載波和奇數(shù)載波諧波。

圖3顯示了倍頻器或調(diào)制器的輸出，以及截止頻率為2f的LPFc.

圖3.乘法器或調(diào)制器的輸出頻譜加上LPF。

圖4顯示了未濾波調(diào)制器的輸出（但不包括高于7f的諧波產(chǎn)物）c).

圖4.未濾波調(diào)制器的輸出頻譜。

如果信號(hào)頻段，f1到 f2，位于奈奎斯特帶內(nèi)（dc 到 fc/2），截止值高于 2f 的 LPFc將導(dǎo)致調(diào)制器具有與乘法器相同的輸出頻譜。在信號(hào)頻率高于奈奎斯特時(shí)，事情變得更加復(fù)雜。

圖5顯示了當(dāng)信號(hào)頻帶略低于f時(shí)會(huì)發(fā)生什么情況c.仍然可以將諧波產(chǎn)物與基波產(chǎn)生的諧波產(chǎn)物分開(kāi)，但現(xiàn)在它需要具有非常陡峭滾降的LPF。

圖5.信號(hào)大于f時(shí)的輸出頻譜c/2.

圖6顯示，當(dāng)信號(hào)頻帶通過(guò)fc，諧波積現(xiàn)在重疊（3Fc– f1) < (fc + f1），因此基波積不能再通過(guò)LPF與諧波積分離?，F(xiàn)在必須通過(guò)帶通濾波器（BPF）選擇所需的信號(hào)。

因此，盡管調(diào)制器在大多數(shù)頻率變化應(yīng)用中優(yōu)于線性乘法器，但在設(shè)計(jì)實(shí)際系統(tǒng)時(shí)考慮其諧波產(chǎn)物非常重要。

圖6.信號(hào)超過(guò)f時(shí)的輸出頻譜c.

審核編輯：郭婷