作者：Michal Gwozdz and Ryszard Porada

傳統(tǒng)上，具有無源LC元件的系統(tǒng)，例如容量補償器，高次諧波諧振無源濾波器或具有通過優(yōu)化方法確定的結(jié)構(gòu)和參數(shù)的濾波器，用于補償電力用戶對電網(wǎng)施加的功率因數(shù)和其他負載效應(yīng)。然而，涉及電力電子系統(tǒng)的負載的廣泛使用會導(dǎo)致電壓和（特別是）電流波形嚴重失真，甚至導(dǎo)致大量直流電流流入電力變壓器次級。對于這些類型的負載，上述補償系統(tǒng)的類型通常被證明是不令人滿意的。如今，電源系統(tǒng)工程師更有可能考慮使用其他類型的補償器，特別是有源電源濾波器或混合系統(tǒng)（帶有無源LC元件的電源濾波器，如參考文獻2，3，6，7，8，9，11中所述的那些）來提高系統(tǒng)效率。

最近開發(fā)補償方法的方法旨在開發(fā)一種能夠?qū)崿F(xiàn)動態(tài)補償（實時）并且更能抵抗電網(wǎng)或電力用戶干擾的補償器。其目標包括優(yōu)化電源（電網(wǎng)）看到的負載。根據(jù)Fryze的建議[5]和隨后的發(fā)展[4，10，12，13]，有必要消除流過電源的差分電流（在扭曲的負載電流和理想形式的電流（即同相正弦波）之間）以實現(xiàn)這種補償。從概念上講，這可以通過產(chǎn)生和注入與差分電流相等且相位相反的電流來完成。在實踐中，很難獲得這樣的來源;真正需要的是具有參數(shù)元件或受控電流電源的有源系統(tǒng)。

有源濾波器的結(jié)構(gòu)

在本文中，我們考慮一種建議，即使用數(shù)字信號處理計算機技術(shù)控制的電力電子電流源來實現(xiàn)有源并聯(lián)濾波器（替代名稱為：差分電流補償系統(tǒng)或補償器），以實現(xiàn)最佳補償。假設(shè)目標是差分電流的動態(tài)補償，即負載電流之間的差值我L (t） 和參考電流我裁判 (參考電流是使用文章[10]中建議的方法計算的最佳有功電流。圖1顯示了系統(tǒng)的框圖。

圖 1.有源濾波器框圖。

活動過濾器由以下模塊和元素組成：

控制模塊（CM），基于具有數(shù)字信號處理（DSP）的微機系統(tǒng)

電力電子電流源形式的執(zhí)行模塊 （EM）

電壓 （VT） 和電流 （CT） 傳感器 [LA55–P 和 LV25 型 （LEM）?)]

有源濾波器控制過程分兩個階段進行：

確定基準電流我裁判(t)

所需補償器電流的動態(tài)整形形式

我INV(t) = 我L (t) - 我裁判 (t)

補償過程的質(zhì)量和動態(tài)特性主要取決于用于計算基準電流參數(shù)的方法。Akagi等人的瞬時無功功率理論[1]通常用于控制功率有功濾波器。作者認為，該理論不能滿足能源/接收器系統(tǒng)中功優(yōu)化的要求。優(yōu)化的總體目標是最小化源電流的異相分量，減少正弦波形的失真，并最大限度地減少從源到接收器傳輸能量時的有功功率損耗。為了確定具有這種特性的電流，我們應(yīng)用了[10]的變分方法。結(jié)果，我們得到了一個描述最佳源電流（目標參考電流）的表達式，其分析形式如下：

我裁判(t) = 一個i（t) = ek（t) eG（t） e（T） = A裁判(t） e（t)

其中：e（t）為電壓源，eG（t）形式的等效電導(dǎo)：eG (t) = 一個P （t） / E2 (t），其中：一個 P （t） 和 E （t） 是有功功率和均方根電壓源的瞬時值 [10]。參考信號的頻率和相位對應(yīng)于電壓源的一次諧波e（t）的合適值。

為了有效地實現(xiàn)整個控制過程，CM分為兩個子模塊：

識別模塊 （IM），用于計算頻率 ω裁判，階段 φ裁判和振幅 A裁判，參考電流我裁判 (t），

決策模塊 （DM），執(zhí)行以下任務(wù)：

整形有源濾波器的幅度和相位特性，以獲得反饋環(huán)路中的寬帶傳輸和高開環(huán)增益。這對于確保非線性電流的高度補償以及在各種負載參數(shù)條件下穩(wěn)定工作是必要的，

消除脈沖寬度調(diào)制（PWM）的寄生產(chǎn)物，用于發(fā)電我裁判，來自反饋信號。

硬件和軟件

補償器的原型模型采用ADI公司的ADDS–2106x-EZ-KIT微型計算機系統(tǒng)和ADSP-21061 SHARC浮點數(shù)字信號處理器。之所以需要這種高性能系統(tǒng)，是因為識別模塊（IM）中實現(xiàn)的算法和適當塑造有源濾波器的傳頻特性都需要高計算能力。必須確保在各種負載參數(shù)變化的條件下，在反饋閉環(huán)中工作的所有系統(tǒng)的穩(wěn)定性裕度。?

該評估系統(tǒng)是在增加通用模擬和數(shù)字輸入/輸出模塊類型ALS100的情況下開發(fā)的，該模塊由P.E.P. ALFINE設(shè)計，作為ADDS-2106X-EZ-KIT的擴展。該模塊（圖2）專為電力電子應(yīng)用而設(shè)計，包括A / D和D / A轉(zhuǎn)換器，以及PWM發(fā)生器和系統(tǒng)控制臺（LCD和KBD）。與主機PC的通信是通過DSPHOST程序控制的RS-232端口建立的。

圖 2 顯示了控制模塊的硬件和軟件結(jié)構(gòu)?？刂瞥绦虻闹饕K是用C語言編寫的（ADDS–21000–SW–PC v. 3.3），時間關(guān)鍵程序是用匯編程序編寫的。

控制模塊包括：

測量電阻（R），與傳感器合作，

AD7864四通道、同步采樣模數(shù)轉(zhuǎn)換器。

使用ADMC201運動協(xié)處理器的PWM發(fā)生器，

系統(tǒng)控制臺 （SC），

參考電流參數(shù)（SIM）的軟件識別模塊，

軟件決策模塊（SDM）與加法器（Σ）協(xié)作，計算錯誤信號的當前值;即基準電壓源和補償器電流之差。

圖 2.控制模塊（CM）的硬件和軟件結(jié)構(gòu)

SIM卡（圖3）由三個獨立的模塊組成：基準的軟件頻率標識符（SFI）、基準的軟件幅度標識符（SAI）和合適參考值的軟件同步器（SSYNC）。

圖 3.軟件識別模塊 （SIM） 的軟件結(jié)構(gòu)

SFI使用電源電壓預(yù)濾波方法，借助通帶FIR濾波器（F1），以消除高諧波并提高識別算法的抗噪性[14]。接下來，對信號進行希爾伯特變換以獲得其解析形式（時域中的復(fù)信號）。它允許消除頻率軸負極部分的頻率積，并將識別時間減少到12 ms以下。與本設(shè)計的20 ms（50 Hz）電源電壓周期相比，這是一個很短的時間，并且也比16 Hz系統(tǒng)的7.60 ms周期短得多。[14]復(fù)數(shù)信號經(jīng)過數(shù)字傅里葉變換（DFT）以計算其基本頻率。這是通過DFT和MAX模塊實現(xiàn)的。以這種方式計算，基本頻率的值用于控制調(diào)諧濾波器（F5），一個高Q值，IIR型濾波器。F5濾波器實際上是參考電流發(fā)生器;其輸出信號頻率等于市電電壓頻率u2 (t）。

基準電流的幅度在SAI模塊內(nèi)計算，該模塊基于負載-電壓和負載-電流樣本，存儲在圓形緩沖器CB2和CB3中。

同步塊 SSYNC 消除了不同延遲時間的影響，這些延遲時間涉及 SFI 和 SAI 模塊內(nèi)的計算。最后，SSYNC連接合適的基準電流頻率和幅度值?；鶞孰娏靼l(fā)生器（在本設(shè)計中）的識別和同步總時間約為18 ms。

決策模塊以 2 的形式實現(xiàn)德·訂購系數(shù)恒定的FIR濾波器;其頻率透射率模型由下式給出：

|T?？?Ω)|= （1 + cos （Ω）） / 2

濾波器正常工作的基本條件是系統(tǒng)采樣頻率是PWM載波頻率的兩倍（在本系統(tǒng)中：30和15 kHz）。

執(zhí)行模塊是電力電子控制的電流源，它使用高度集成的智能功率模塊（IPM）型PM50RSA120（三菱）和電感線圈LINV.該線圈還限制了PWM的寄生產(chǎn)物。

電流源的一般能量來源是逆變器（IPM）直流電路內(nèi)的電容器。逆變器借助快速光電耦合器與控制模塊耦合。

原型系統(tǒng)的性能

針對不同類型的負載和供電條件，對上述電力電子電流源和單相有源補償系統(tǒng)原型模型進行了實驗測試。以下是一小部分測試結(jié)果。

圖4的波形顯示了參考信號的矩形形狀我裁判 (t），電流源 i 的輸出電流S (t） 和反饋信號我?？?(t）（圖4a）和這些量的頻譜分析結(jié)果（圖4b）。電流源的帶寬（-3 dB）等于3.2 kHz，非均勻幅度特性為0.4 dB。該頻段內(nèi)輸出電流的總諧波失真 （THD） 為 0.7%，在 0.2kHz 帶寬內(nèi)為 0.5%。

a)

b）

圖 4.參考信號矩形情況下電流源原型系統(tǒng)的研究結(jié)果：a）選定數(shù)量的波形;b） 頻譜分析。

圖5和圖6說明了整個有源濾波器的工作原理。失真電流的來源（圖5）是一個簡單的單二極管整流器，具有RL型負載（電阻和電感的串聯(lián)連接）。這是一個特別不利的情況，因為它同時產(chǎn)生具有直流分量和無功功率的強烈失真電流。源電壓波形，uS和負載電流，我L， 電網(wǎng)，我S、有源濾波器、iINV和參考信號，i裁判如圖所示。5a—以及選定量的頻譜分析結(jié)果（圖5b）。圖6顯示了RC負載4二極管橋的類似數(shù)量，這是大多數(shù)消費電子電源組的典型配置。

a)

b）

圖 5.具有強非線性無源接收器（單二極管RL負載整流器）的有源濾波器原型模型的研究結(jié)果：a）選定電壓和電流量的波形;b） 頻譜分析。

a)

b）

圖 6.帶有RC負載的4二極管橋的有源濾波器原型模型的研究結(jié)果：a）選定電壓和電流量的波形;b） 頻譜分析。

與電流源的情況一樣，有源補償?shù)牟罘蛛娏飨到y(tǒng)提供了參考信號的良好映射，我裁判 (t），在識別模塊中計算。電網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓波形同相（因為所謂的無功功率補償），其較高的諧波值大大降低。有源濾波器輸入電流的THD值，i3 (t），低于 1%。

結(jié)論

我們在這里展示了一種系統(tǒng)，該系統(tǒng)能夠通過消除差分電流來實現(xiàn)實時最佳補償，采用使用PWM的電力電子控制電流源。包括功能框圖和系統(tǒng)工作原理的描述，該系統(tǒng)由數(shù)字信號處理器控制。在系統(tǒng)上對各種負載進行的測試的測量結(jié)果表明，補償器非常有效。它大大降低了輸入電流的非線性失真（THD<1%）和對電源無功功率的要求。識別參考信號參數(shù)的延遲約為12 ms（大大小于電源頻率的一個周期），總頻率識別誤差為0.1%。總的來說，原型模型的所有研究結(jié)果表明，補償器系統(tǒng)對參考信號的映射非常好，并且源電流的高次諧波顯著降低。

審核編輯：郭婷