在評估放大器在低噪聲應用中的性能時，必須同時考慮內(nèi)部和外部噪聲源。本應用筆記簡要討論了內(nèi)部和外部噪聲的基本原理，并確定了為低噪聲設計選擇最佳放大器的相關(guān)權(quán)衡。

外部噪聲源

外部噪聲包括任何類型的外部影響，例如外部組件和電氣/電磁干擾。干擾被定義為任何不需要的信號以電壓或電流的形式到達放大器的任何端子或在其相關(guān)電路中感應。它可以顯示為尖峰、步進、正弦波或隨機噪聲。干擾可能來自任何地方：機械、附近的電源線、射頻發(fā)射器或接收器、計算機，甚至是同一設備內(nèi)的電路（即數(shù)字電路或開關(guān)式電源）。如果通過電路板的仔細設計和/或布局消除了所有干擾，則仍然可能存在與放大器及其電路元件相關(guān)的隨機噪聲。

必須考慮周圍電路組件的噪聲。在高于絕對零度的溫度下，由于電荷載流子的熱運動，所有電阻都充當噪聲源，稱為約翰遜噪聲或熱噪聲。這種噪聲隨著電阻、溫度和帶寬的增加而增加。電壓噪聲如公式1所示。

其中：
Vn是電壓噪聲。
k 是玻爾茲曼常數(shù) （1.38 × 10?23J/K）。
T 是以開爾文 （K） 為單位的溫度。
B 是以赫茲 （Hz） 為單位的帶寬。
R 是以歐姆 （Ω） 為單位的電阻。

電流噪聲（與電流相關(guān)的噪聲）如公式2所示

哪里：
我n是電流噪聲。
k 是玻爾茲曼常數(shù) （1.38 × 10?23J/K）。
T 是以開爾文 （K） 為單位的溫度。
B 是以赫茲 （Hz） 為單位的帶寬。
R 是以歐姆 （Ω） 為單位的電阻。

電阻

在本應用筆記中，電阻噪聲僅限于熱（約翰遜）噪聲。為了保持此類噪聲的低水平，電阻值應盡可能低，因為熱（約翰遜）噪聲的RMS電壓與電阻值的平方根成正比。例如，1 kΩ電阻在室溫下的熱噪聲為~4 nV/√Hz。

為了進行深入分析和低噪聲設計，應考慮其他類型的電阻噪聲，例如接觸噪聲和散粒噪聲。以下是一些實用說明，在選擇電阻器時應考慮這些注意事項。

選擇最大實用功率電阻器，因為接觸噪聲隨著材料體積的增加而降低。

選擇低噪聲電阻元件材料

由純金屬和/或金屬合金組成的塊狀電阻元件具有低噪聲特性。如 Vishay 散裝金屬箔技術(shù)電阻器（如 S102C、Z201）?

由金屬合金組成的繞線技術(shù)電阻器具有與塊狀金屬箔技術(shù)相似的噪聲特性，但電感性要強得多。

金屬膜技術(shù)電阻器作為薄膜比塊狀金屬箔或繞線技術(shù)電阻器噪聲更大，因為遮擋、表面缺陷和不均勻沉積會產(chǎn)生顯著的噪聲。

厚膜和碳成分電阻器是最嘈雜的電阻器。

電抗

電容器和電感器等電抗不會產(chǎn)生噪聲，但通過電抗的噪聲電流會產(chǎn)生噪聲電壓以及相關(guān)的寄生。

實用技巧

通過降低總元件電阻或限制電路帶寬，可以降低電路的輸出噪聲。除非可以將電阻器做得很冷，否則降低溫度通常不是很有幫助，因為噪聲功率與絕對溫度成正比，

電路中的所有電阻都會產(chǎn)生噪聲。必須始終考慮產(chǎn)生的噪聲的影響。實際上，只有輸入和反饋路徑中的電阻（通常在高增益配置中）可能對總電路噪聲產(chǎn)生明顯影響。噪聲可以被認為是來自電流源或電壓源（在給定電路中以更方便者為準）。

內(nèi)部噪聲源

放大器輸出端出現(xiàn)的噪聲通常以電壓來測量。但是，它是由電壓和電流源產(chǎn)生的。所有內(nèi)部源通常都稱為輸入，即被視為與理想無噪聲放大器的輸入串聯(lián)或并聯(lián)的不相關(guān)或獨立的隨機噪聲發(fā)生器（見圖1）。由于這些噪聲源被認為是隨機的和/或表現(xiàn)出高斯分布行為，因此在對噪聲源求和時要格外小心，如噪聲源求和部分所述。

圖1.運算放大器噪聲模型。

如果電路中的兩個或多個點（即輸入偏置電流消除電路）出現(xiàn)相同的噪聲，則兩個噪聲源是相關(guān)的噪聲源，噪聲分析中應包括相關(guān)系數(shù)因子。本應用筆記對相關(guān)噪聲的進一步分析受到限制，因為典型的相關(guān)噪聲源小于10%至15%，通?？梢院雎圆挥?。

內(nèi)部放大器噪聲分為四類：

折合到輸入端的電壓噪聲

折合到輸入端的電流噪聲

閃爍噪聲

爆米花噪音

折合到輸入端的電壓噪聲和折合到輸入端的電流噪聲是放大器噪聲分析最常用的規(guī)格。它們通常被指定為折合到輸入端的頻譜密度函數(shù)或Δf帶寬中包含的均方根噪聲，通常以nV/√Hz（電壓噪聲）或pA/√Hz（電流噪聲）表示。之所以需要/√Hz，是因為噪聲功率隨帶寬（Hz）的累積而增加，或者電壓和電流噪聲密度隨帶寬的平方根（√Hz）相加（參見公式1和公式2）。

折合到輸入端的電壓噪聲

折合到輸入端的電壓噪聲（en） 通常被視為噪聲電壓源。

電壓噪聲是通常強調(diào)的噪聲規(guī)格;但是，如果輸入阻抗水平較高，則電流噪聲通常是系統(tǒng)噪聲性能的限制因素。它類似于失調(diào)，其中輸入失調(diào)電壓通常承擔輸出失調(diào)的責任，而實際上偏置電流會導致輸入阻抗較高的輸出失調(diào)。

關(guān)于折合到輸入端的電壓噪聲，請注意以下幾點：

對于最高性能放大器，運算放大器電壓噪聲可低于1 nV/√Hz。

雖然雙極性運算放大器傳統(tǒng)上比FET運算放大器具有更低的電壓噪聲，但它們的電流噪聲也大得多。

雙極性放大器的噪聲特性取決于靜態(tài)電流。

當今的FET運算放大器能夠獲得與雙極性放大器性能相似的低電流噪聲和電壓噪聲，但不如最好的雙極性輸入放大器低。

折合到輸入端的電流噪聲

折合到輸入端的電流噪聲（in）通常被視為兩個噪聲電流源，通過兩個差分輸入端子泵送電流。

散粒噪聲（有時稱為肖特基噪聲）是由于電流中電荷載流子隨機分布而流過電位勢壘（例如PN結(jié)）而產(chǎn)生的電流噪聲。散粒噪聲電流，in，從公式獲得

其中：
IB是以安培 （A） 為單位的偏置電流。
q 是以庫侖為單位的電子電荷 （1.6 × 10?19C).
B 是以赫茲 （Hz） 為單位的帶寬。

簡單雙極性和JFET運算放大器的電流噪聲通常在輸入偏置電流散粒噪聲的1 dB或2 dB范圍內(nèi)。該規(guī)格并不總是列在數(shù)據(jù)手冊中。

關(guān)于折合到輸入端的噪聲，請注意以下幾點：

OP27等典型雙極晶體管運算放大器的電流噪聲約為400 fA/√Hz，其中IB為10 nA，除偏置電流補償放大器外，隨溫度變化不大。

JFET輸入運算放大器（如AD8610）的電流噪聲：I時為5 fA/√HzB= 10 pA），而更低，芯片溫度每升高20°C，就會翻倍，因為JFET運算放大器偏置電流每升高10°C就會翻倍。

具有平衡輸入的傳統(tǒng)電壓反饋運算放大器的反相和同相輸入通常具有相等（相關(guān)和不相關(guān)）電流噪聲。

許多放大器，尤其是那些帶有輸入偏置電流消除電路的放大器，其相關(guān)噪聲分量比不相關(guān)噪聲分量大得多。總體而言，可以通過增加一個阻抗平衡電阻（匹配正負輸入引腳上的阻抗）來改善噪聲。

閃爍噪聲

運算放大器的噪聲是高斯噪聲，在很寬的頻率范圍內(nèi)具有恒定的頻譜密度（白噪聲）。隨著頻率的降低，由于制造工藝、IC器件布局和器件類型，頻譜密度開始上升，CMOS放大器的速率約為每倍頻程3 dB，雙極性放大器的速率為每倍頻程3.5 dB至4.5 dB，JFET放大器的速率高達每倍頻程5 dB。

這種低頻噪聲特性稱為閃爍噪聲或1/f噪聲，因為噪聲功率譜密度與頻率（1/f）成反比。它在對數(shù)圖上具有 ?1 斜率。外推?3 dB/倍頻程（對于CMOS型放大器）頻譜密度線與寬帶恒定頻譜密度值相交的頻率稱為1/f轉(zhuǎn)折頻率，是放大器的品質(zhì)因數(shù)（見圖2）。雙極性和JFET放大器的1/f轉(zhuǎn)折頻率通常低于CMOS放大器。

圖2.頻譜噪聲密度。

爆米花噪音

爆米花噪聲（未指定或宣傳）是偏移電壓或電流的突然變化，持續(xù)幾毫秒，幅度從幾微伏到數(shù)百微伏。這種突發(fā)或爆裂是隨機的。低溫和高源電阻通常會為爆米花噪音提供最有利的條件。雖然爆米花噪聲的根本原因不是絕對的，但金屬污染和硅晶格中的內(nèi)部或表面缺陷都可能導致IC中的爆米花噪聲。盡管在現(xiàn)代晶圓制造中已經(jīng)做了大量工作來減少爆米花噪音的來源，但無法消除。對爆米花噪聲的進一步分析超出了本應用筆記的范圍。

對噪聲源求和

如果噪聲源不相關(guān)（即一個噪聲信號不能轉(zhuǎn)換為另一個噪聲信號），則產(chǎn)生的噪聲不是它們的算術(shù)和，而是它們的平方和的平方根。

其中：
VNI， 總計是參考輸入的總噪聲（RTI）。
en是折合到輸入端的電壓噪聲。
In是折合到輸入端的電流噪聲。
RS是放大器的等效源或輸入電阻。
Vn（R前任） 是來自外部電路的電壓噪聲。

請注意以下幾點：

同相輸入中的任何電阻都有約翰遜噪聲，并將電流噪聲轉(zhuǎn)換為電壓噪聲。

反饋電阻中的約翰遜噪聲在高電阻電路中可能很大。

圖 3 直觀地將等式 5 顯示為使用勾股定理對向量求和。

Figure 3. Vector Summation of Noise Sources.

噪聲增益

前面討論的噪聲可以分為放大器電路的參考輸入（RTI）噪聲。要計算放大器電路的總輸出噪聲，必須將輸入端的總組合噪聲乘以放大器電路的噪聲增益。噪聲增益是放大器電路對參考輸入噪聲的增益，通常用于確定放大器電路的穩(wěn)定性。

為了簡化噪聲增益計算，圖1所示簡單放大電路中的噪聲源可以減少到單個總RTI噪聲源（Vni，TOTAL），如圖4所示。通常的做法是將總組合RTI噪聲與放大器的同相輸入混為一談。

哪里：
Vno，TOTAL是總參考輸出（RTO）噪聲。
Vni，總計是總參考輸入（RTI）噪聲

哪里：
GN是噪聲增益。
R1是反饋等效阻抗。
R2是增益設置等效阻抗。

圖4.簡化放大器噪聲電路。

在某些情況下，噪聲增益和信號增益并不等效（見圖5）。請注意，閉環(huán)帶寬是通過將增益帶寬積（或單位增益頻率）除以放大器電路的噪聲增益來確定的。

圖5.信號增益與噪聲增益的關(guān)系

情況1：在同相配置中，信號增益和噪聲增益均等于1 + R1/R2.

情況2：在反相配置中，信號增益等于?（R1/R2），但噪聲增益仍等于 1 + R1/R2.

選擇低噪聲運算放大器

如果運算放大器由源電阻驅(qū)動，則等效噪聲輸入將成為放大器電壓噪聲、源電阻產(chǎn)生的電壓和放大器電流噪聲流過源阻抗引起的電壓之和的平方根。

對于極低的源電阻，源電阻和放大器電流噪聲產(chǎn)生的噪聲對總噪聲的貢獻不大。在這種情況下，輸入端的噪聲實際上只是運算放大器的電壓噪聲。

如果源電阻較高，源電阻的約翰遜噪聲可能同時主導運算放大器電壓噪聲和電流噪聲引起的電壓。但是，請注意，由于約翰遜噪聲僅隨電阻的平方根而增加，而電流噪聲引起的噪聲電壓與輸入阻抗成正比，因此放大器的電流噪聲始終在足夠高的輸入阻抗值下占主導地位。當放大器的電壓和電流噪聲足夠高時，可能沒有約翰遜噪聲占主導地位的輸入電阻值。

通過使用品質(zhì)因數(shù)RS， OP、運算放大器。它可以通過使用放大器的噪聲規(guī)格來計算。

哪里：
en是折合到輸入端的電壓噪聲。
我n是折合到輸入端的電流噪聲。

圖6顯示了ADI公司多個高壓（高達44 V）運算放大器與R的電壓噪聲密度比較S， OP在 1 kHz 時。對角線繪制了與電阻相關(guān)的約翰遜噪聲。

圖6.ADI公司運算放大器噪聲圖。

可以根據(jù)運算放大器數(shù)據(jù)手冊中的數(shù)據(jù)為所選頻率構(gòu)建類似類型的圖形（見圖8）。例如，AD8599在1 kHz時折合到輸入端的電壓噪聲為07.2 nV/√Hz，折合到輸入端的電流噪聲為3.1 pA/√Hz。R型S， OP在 465 kHz 時約為 ~1 Ω。此外，請注意以下事項：

與該器件相關(guān)的約翰遜噪聲相當于約69.6 Ω的源電阻（見圖6）。

對于高于~465 Ω的源電阻，放大器電流噪聲產(chǎn)生的噪聲電壓超過源電阻貢獻的噪聲電壓;放大器的電流噪聲成為主要的噪聲源。

若要使用該圖形（請參閱圖 7），請按照步驟 1 到步驟 4 進行操作。

通常，源電阻是已知的（例如傳感器阻抗）。如果電阻未知，請根據(jù)周圍或前面的電路元件進行計算。

在約翰遜噪聲線上找到給定的源電阻，例如1 kΩ。

從步驟 2 中位于繪圖右側(cè)的點創(chuàng)建一條水平線。

從步驟 2） 中的點向下和向左創(chuàng)建一條線，方法是每 <> 個電阻降低一個十倍頻程的電壓噪聲。

線路下方和右側(cè)的任何放大器都是適合設計的低噪聲運算放大器，如圖7中的灰色陰影所示。

圖7.選擇用于低噪聲設計的運算放大器。

對于圖7所示的示例，以下器件非常適合本設計：AD8597、AD8599、AD797、ADA4075-2、ADA4004、OP270、OP27/OP37、AD743/AD745和OP184。

結(jié)論

在評估放大器的低噪聲設計噪聲性能時，請考慮所有潛在的噪聲源。

運算放大器的關(guān)鍵噪聲貢獻取決于源電阻，如下所示：

RS>>·S， OP;折合到輸入端的電流噪聲占主導地位。

RS= RS， OP;放大器噪聲和電阻噪聲相等

RS<<·S， OP;折合到輸入端的電壓噪聲占主導地位。

總之，減少或消除干擾信號

適當?shù)牟季旨夹g(shù)以減少寄生效應。

正確的接地技術(shù)，例如隔離數(shù)字和模擬接地。

適當?shù)钠帘巍?/p>

對于電阻噪聲源，請使用以下規(guī)則：

將帶寬限制為僅必要的帶寬。

盡可能降低電阻值。

使用低噪聲電阻器，例如塊狀金屬箔、繞線和金屬膜技術(shù)電阻器。

盡可能減少電阻噪聲源的數(shù)量。

使用圖8和圖9，根據(jù)本應用筆記中所述的標準選擇ADI公司的低噪聲放大器。

圖8.ADI公司的低輸入電壓噪聲放大器選型表

圖9.ADI公司的低輸入電流噪聲放大器選型表。

審核編輯：郭婷