汽車信息娛樂產(chǎn)品（多媒體和遠程信息處理）對功率的要求更高，對車輛的電源管理系統(tǒng)提出了挑戰(zhàn)。本應(yīng)用筆記介紹了用于電源管理的平均電流模式控制（ACMC）技術(shù)。本文展示了該技術(shù)最大限度地減少了幾個電源管理問題，包括效率、尺寸、EMI、瞬態(tài)響應(yīng)、設(shè)計復(fù)雜性和總體成本。MAX5060/MAX5061將作為該技術(shù)的示例。

介紹

由于高性能微處理器在汽車多媒體和遠程信息處理（例如信息娛樂產(chǎn)品）中需要更多的功率，因此一些眾所周知的設(shè)計問題（如噪聲敏感性、EMI 和環(huán)路補償）也是如此。平均電流模式控制（ACMC）有助于緩解這些問題，特別是在汽車信息娛樂應(yīng)用中。本應(yīng)用筆記介紹了ACMC，并解釋了它相對于信息娛樂應(yīng)用的電流模式控制設(shè)計的優(yōu)勢。MAX5060/MAX5061為ACMC，此處提供的信息補充了產(chǎn)品數(shù)據(jù)資料中的基本說明。

定義設(shè)計目標

每個汽車信息娛樂應(yīng)用都對電源管理提出了一套獨特的技術(shù)和商業(yè)要求。最重要的設(shè)計考慮因素是效率、尺寸、EMI、瞬態(tài)響應(yīng)、設(shè)計復(fù)雜性和成本。所有這些參數(shù)都與電源開關(guān)頻率間接相關(guān)，而電源開關(guān)頻率是平衡所有這些要求的重要參數(shù)。

ACMC的優(yōu)勢

對于輸出電流相對較高（5A至25A）的轉(zhuǎn)換器，在電流模式控制（CMC）技術(shù)中降低檢流電阻值有助于提高效率。在本文中，CMC意味著具有峰值電流檢測的恒定頻率。然而，這種方法有一個缺點：CMC使轉(zhuǎn)換器越來越容易受到噪聲的影響。在極端高電流情況下，即使是最好的PCB布局也無法充分抑制疊加在電流檢測信號上的噪聲。解決這個問題的一種方法是使用電壓模式控制VMC，這是一種古老但經(jīng)過驗證的技術(shù)。VMC提高了抗噪性和效率，但需要一定量的環(huán)路補償設(shè)計才能達到可接受的性能。

ACMC 設(shè)計基礎(chǔ)

ACMC技術(shù)將VMC的抗噪性和效率與CMC的穩(wěn)定性和性能特征相結(jié)合。圖1顯示了在ACMC中運行的降壓轉(zhuǎn)換器的功能框圖。

圖1.ACMC中運行的降壓轉(zhuǎn)換器的功能框圖。在圖中，CEA = 電流誤差放大器，CSA = 電流檢測放大器，VEA = 電壓誤差放大器。電感電流信號，iL，將在下面和圖 2 中討論。

為了更好地理解ACMC，首先回顧CMC的原理。通過檢查圖1，如果去掉電流誤差放大器（CEA）和鋸齒發(fā)生器，則電流檢測放大器（CSA）的輸出可以饋入PWM比較器的反相端子。類似地，電壓誤差放大器（VEA）的輸出隨后可以饋入同相端子。結(jié)果是一個雙回路系統(tǒng)，用于控制電感電流（內(nèi)環(huán)路）和輸出電壓（外環(huán)路）。

如前所述，在高輸出電流應(yīng)用中，需要使檢流電阻R。S（見圖1），盡可能小，以最大限度地降低轉(zhuǎn)換器的功耗。但這樣做的結(jié)果是一個較淺的信號，噪聲會蔓延到系統(tǒng)中，并表現(xiàn)為抖動。

然而，對于ACMC，電流檢測信號被饋入CEA的反相輸入（圖1），而VEA在CEA的同相輸入端設(shè)置電感電流。通過使用反饋網(wǎng)絡(luò)補償CEA，可以完成以下幾件事：定制電流檢測信號以在直流時表現(xiàn)出最大增益（對于降壓轉(zhuǎn)換器，電感的直流電流相當于轉(zhuǎn)換器的輸出電流）;允許實際電流檢測信號暢通無阻地通過放大器;最后，抑制疊加在信號上的高頻開關(guān)噪聲。CEA在直流下的高增益使該控制方案能夠精確地設(shè)置輸出電流。相比之下，CMC中的電流檢測信號具有平坦的增益，導(dǎo)致系統(tǒng)由于輸入電壓變化而表現(xiàn)出峰均電流誤差。最后從圖1開始，將CEA輸出與電壓斜坡進行比較，從而產(chǎn)生所需的PWM信號來驅(qū)動功率MOSFET。

圖2.圖1的控制波形。

圖2顯示了圖1的控制波形。注意電感電流信號，iL（紅色）與鋸齒波相比，是反轉(zhuǎn)的。PWM 比較器之后的 SR 鎖存器可防止因噪聲而發(fā)生信號反彈。類似地，時鐘信號復(fù)位鋸齒斜坡，幾乎消除了噪聲尖峰過早關(guān)閉MOSFET的任何可能性。這種控制技術(shù)的另一個重要特點是，當占空比超過50%時，不需要斜率補償。這是因為鋸齒坡道已經(jīng)提供了這種補償。

對于圖1中的降壓轉(zhuǎn)換器示例，內(nèi)部環(huán)路補償輸入電壓的變化。隨著輸入電壓的增加，來自CEA的電流信號的下降斜率變得更陡（圖2），導(dǎo)致占空比變窄。然而，外環(huán)路補償輸出電壓的變化，而輸出電壓的變化又是由負載的變化引起的。由于電感電流由VEA編程，因此功率部分呈現(xiàn)單極響應(yīng)，從而簡化了電壓環(huán)路補償。

補償CEA是一項簡單的任務(wù)，前提是遵循MAX5060/MAX5061數(shù)據(jù)資料中的推薦指南。MAX5060/MAX5061為DC-DC控制器，可解決上述所有設(shè)計問題，并包含實現(xiàn)高效、安靜、高性價比DC-DC轉(zhuǎn)換器所需的全部特性。圖3顯示了具有建議補償網(wǎng)絡(luò)的器件中的CEA。建議使用此網(wǎng)絡(luò)，因為 CEA 不提供對其反相輸入的直接訪問。請注意，CEA是跨導(dǎo)放大器，即與標準運算放大器相比，它具有相對較高的輸出阻抗。

圖3.建議MAX5060/MAX5061DC-DC轉(zhuǎn)換器中CEA補償網(wǎng)絡(luò)。

為了優(yōu)化電流環(huán)路，電感電流的下降斜率，iL，（圖 2 中的紅色信號）是沿著鋸齒坡道的斜率進行的。同樣重要的是，我L不超過斜坡，否則會發(fā)生次諧波振蕩和不穩(wěn)定。

忽略同步整流器兩端的壓降，降壓轉(zhuǎn)換器電感電流的下降斜率由下式給出：

該電流通過檢流電阻RS。RS兩端的電壓由CSA測量和放大，增益為34.5（見圖1）。如果我們將其乘以CEA的增益，G中航，并將其等同于鋸齒坡，等于 VSfS，我們得到表達式：

現(xiàn)在，跨導(dǎo)放大器的增益定義為gMRL.將其替換為 G中航并求解 RL，我們得到：

數(shù)據(jù)資料中給出MAX5060/MAX5061的CEA跨導(dǎo)為550μS;RL在這種情況下變?yōu)镽CF，如圖 3 所示。該電阻將CEA增益設(shè)置為單位，大約為電流環(huán)路的交越頻率。鋸齒坡道，VS，MAX5060/MAX5061的峰峰值幅度為2V。將這些常量代入上述等式，我們得到：

CEA的直流增益應(yīng)盡可能高，以準確設(shè)置直流輸出電流。在直流時，補償網(wǎng)絡(luò)中的電容器相當于開路，從而使CEA在直流時具有最大增益。將零點放置在略低于最小交越頻率的位置，將極點放置在比零點高至少十倍頻程的位置，會導(dǎo)致電流環(huán)路表現(xiàn)出高帶寬，同時衰減不需要的開關(guān)噪聲。

極點和零點的計算公式為：

為了使公式5中的極點頻率表達式成立，CCF需要至少是 C 的 10 倍CFF.如果此比率不是 10：1，請?zhí)鎿Q CCFF與 CCF||CCFF對于極表達式。請注意，在原點有一個極點，正如人們可以想象的那樣，在C上出現(xiàn)無限阻抗CFF.所需的電容值使用上述公式求解。

補償 VEA 可能是一項非常復(fù)雜的任務(wù)，具體取決于所需的性能水平。MAX5060/MAX5061數(shù)據(jù)資料介紹了一種簡單實用的補償方法，僅推薦使用電阻反饋網(wǎng)絡(luò)。這是有源電壓定位技術(shù)的一部分，該技術(shù)減小了輸出電容的尺寸，同時提供了良好的負載瞬態(tài)響應(yīng)。如果在最小負載條件下將輸出電壓設(shè)置為略高于其標稱值，而在滿載條件下允許其低于標稱值相同量，則直流調(diào)節(jié)會下降。盡管如此，負載瞬態(tài)期間的最大電壓偏差明顯低于VEA補償高低頻增益時的最大電壓偏差。此外，負載的功耗也降低了。

補償電壓環(huán)路以獲得最佳響應(yīng)需要了解VEA的增益與頻率特性，以及整個環(huán)路在整個負載和溫度范圍內(nèi)的大信號行為。增益與頻率的知識可以通過實驗獲得。然后可以對 VEA 進行補償，以實現(xiàn)所需的性能。應(yīng)允許足夠的相位裕量以確保穩(wěn)定性;45° 到 60° 通常很好。VEA 補償網(wǎng)絡(luò)的派生方式與 CEA 相同。DC-DC 轉(zhuǎn)換器應(yīng)承受啟動、負載變化、短路恢復(fù)、無負載條件和輸入電壓變化等瞬態(tài)。如果輸出電壓在所有這些瞬態(tài)條件下在整個溫度范圍內(nèi)表現(xiàn)出良好的阻尼響應(yīng)，則可以假設(shè)系統(tǒng)是穩(wěn)定的。

應(yīng)用提示

調(diào)整輸入電壓范圍

MAX5060/MAX5061具有內(nèi)部5V線性穩(wěn)壓器，可由外部5V電源覆蓋。如果將輸入電壓饋入IN，則輸入范圍指定為7V至28V。將輸入電壓饋入 Vcc將輸入范圍限制在 4.75V 至 5.50V 之間。在后一種情況下，建議將IN短路為Vcc繞過內(nèi)部調(diào)節(jié)器。為了在兩個輸入范圍內(nèi)連續(xù)工作，可以使用圖4所示的自舉電路。扼流圈中的耦合繞組設(shè)計用于產(chǎn)生電壓，例如8V，即使IN電壓低于7V，該電壓也會接管IC的電源。該自舉電路還有助于降低IC中的功耗。

圖4.擴展MAX5060/MAX5061輸入電壓范圍的自舉電路示例

IC的最大輸入電壓為28V。如果轉(zhuǎn)換器需要承受高達72V的更高電壓，建議使用圖5所示電路。該電路還提供反向輸入電壓保護。

圖5.利用該電路將MAX5060/MAX5061的電壓限制在28V，并保護電路免受電池反接故障的影響。

同步開關(guān)頻率

開關(guān)頻率同步是信息娛樂系統(tǒng)的一個非常重要的要求，以避免DC-DC轉(zhuǎn)換器對汽車收音機、電視調(diào)諧器、顯示監(jiān)視器或?qū)Ш较到y(tǒng)等敏感負載的干擾。在這些單元中，同步通常是通過讓 DC-DC 控制器的頻率自由運行，然后讓高性能處理器將其同步到所需的頻率來實現(xiàn)。MAX5060/MAX5061提供125kHz至1.5MHz的頻率范圍，也可同步。

如果無法將MAX5060/MAX5061與外部時鐘同步，或者轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率產(chǎn)生過大的EMI，則實際方案是通過擴頻振蕩器（如DS1090U-16擴頻振蕩器）驅(qū)動SYNC引腳，如圖6所示。本例中，300kHz的開關(guān)頻率通過DS1090U-16上的單個電阻進行設(shè)置。抖動量為±4%，抖動率為1.2kHz。抖動速率不應(yīng)太高，因為擴頻會導(dǎo)致系統(tǒng)環(huán)路中的相移，需要對其進行補償。DS1090的頻率計算器可在應(yīng)用筆記3692“DS1090的頻率計算器”中免費下載。

圖6.通過將MAX5060/MAX5061與擴頻時鐘（DS1090）同步，峰值輻射發(fā)射顯著降低。

降壓-升壓操作

MAX5060/MAX5061還可用于實現(xiàn)降壓-升壓轉(zhuǎn)換器（圖7）。

圖7.利用MAX5060/MAX5061實現(xiàn)簡化的降壓-升壓轉(zhuǎn)換器。

注意，在圖7中電容C。1和 C2需要承受比降壓轉(zhuǎn)換器輸出電容更大的紋波電流等效輸出電流。另請注意，所示的兩個電感可以繞在同一磁芯上;如果這樣做，請注意 L 的方向點1和 L2在圖 7 中。如果使用兩個獨立的電感器，則可以忽略這些點。

MAX5060/MAX5061中CSA的共模范圍為0至5.5V。在設(shè)計輸出電壓大于5V的轉(zhuǎn)換器時，可以推薦兩個電路。圖8中的電路采用現(xiàn)成的電流檢測變壓器，圖9中的電路采用電阻橋。設(shè)計中使用 0.1% 電阻。減小電阻kR的尺寸和功耗S， VRS偏置至5V。由于EAN輸入應(yīng)設(shè)置為0.6V，因此需要單獨的分壓器。

圖8.使用電流檢測變壓器的電流檢測方法

圖9.使用電阻橋的電流檢測方法

結(jié)論

盡管設(shè)計人員一直提倡CMC是操作DC-DC轉(zhuǎn)換器的出色技術(shù)，但對廉價電流檢測電阻器提高效率的要求暴露了CMC的主要缺點之一：噪聲敏感性。MAX5060/MAX5061采用的ACMC技術(shù)解決了噪聲問題和其他問題。ACMC能夠設(shè)計出滿足高性能微處理器要求的DC-DC轉(zhuǎn)換器，尤其是汽車多媒體和遠程信息處理系統(tǒng)中的微處理器。

審核編輯：郭婷