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交錯(cuò)式升壓功率因數(shù)校正 (PFC) 轉(zhuǎn)換器可以通過負(fù)載均流來提高效率，因此它已成為高功率應(yīng)用的首選拓?fù)?。通過在多個(gè)平衡相位中分擔(dān)負(fù)載電流，可以顯著減小每相的 RMS 電流應(yīng)力、電流紋波和升壓電感大小。因此，重載效率顯著提高，從而允許選擇高性價(jià)比的功率 MOSFET 和升壓二極管，并有利于延長電源的使用壽命。

之前我們?cè)谏掀薪榻B了設(shè)計(jì)過程的前七步，今天我們將帶您繼續(xù)了解使用 FAN9673 的 3 通道交錯(cuò)式 CCM 升壓 PFC 的實(shí)際設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)，其中包括設(shè)計(jì)升壓電感和輸出濾波器、選擇元器件、實(shí)現(xiàn)平均電流模式控制的過程，然后通過實(shí)驗(yàn)性 5 kW 原型轉(zhuǎn)換器驗(yàn)證該設(shè)計(jì)過程。

第8步 LS 和 GC 設(shè)計(jì)

圖 10. 電感電流在 tOFF 時(shí)的 LPT 函數(shù)

圖 10 所示的線性預(yù)測(cè) (LPT) 函數(shù)用于預(yù)測(cè)電感電流在開關(guān)關(guān)斷區(qū)間中的行為。增益變化 (GC) 引腳和 LS 引腳用于調(diào)整 LPT 函數(shù)的參數(shù)。LS 設(shè)置仿真電感值，GC 使來自 IAC 和 FBPFC 引腳的檢測(cè)輸入和輸出電壓一致。LS 電阻可以通過下式確定。注意 R_LS 值需要在 12 ~ 87 kΩ 范圍內(nèi)。

（公式39）

增益變化用于調(diào)整增益調(diào)制的輸出。電阻值由下式給出：

（公式40）

設(shè)計(jì)示例

選擇 100 μH 的電感。R_LS 和 R_GC 通過下式獲得：

（公式41）

（公式42）

R_LS 和 R_GC 分別使用 28.4 kΩ 和 38.2 kΩ。

第9步 PFC 電流環(huán)路設(shè)計(jì)

將占空比與升壓功率級(jí)電感電流關(guān)聯(lián)的傳遞函數(shù)如下：

（公式43）

將電流控制誤差放大器的輸出與電感電流檢測(cè)電壓關(guān)聯(lián)的傳遞函數(shù)可通過下式獲得：

（公式44）

其中 V_RAMP 為用于電流控制 PWM 比較器的斜坡信號(hào)的峰峰值電壓，為 5 V。R_CSn 為各通道的電流檢測(cè)電阻。

補(bǔ)償電路的傳遞函數(shù)為：

（公式45）

其中：

（公式46）

G_MI 是 FAN9673 中電流環(huán)路誤差放大器的跨導(dǎo)。設(shè)計(jì)反饋環(huán)路的過程如下：

1. 確定交越頻率 (f_IC)，它大約為開關(guān)頻率的 1/10 ~ 1/6 。然后計(jì)算公式 (46) 所示傳遞函數(shù)在交越頻率下的增益：

（公式47）

2. 計(jì)算 R_IC ，使交越頻率下的閉環(huán)增益為 1：

（公式48）

3. 如圖 11 所示，功率級(jí)的控制到輸出傳遞函數(shù)在 0 dB 的交越頻率處應(yīng)有 -20 dB/十倍頻程的斜率和 -90°相位，因此需要將補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的零點(diǎn) (f_IZ) 放在交越頻率的大約 1/3 處，從而獲得 45°以上的相位裕量。因此，電容 C_IC1 通過下式確定：

（公式49）

圖 11. 電流環(huán)路補(bǔ)償

4. 高頻極點(diǎn)頻率 (f_IP) 應(yīng)至少比 f_IC 高十倍，以確保它不會(huì)干擾電流環(huán)路在其交越頻率處的相位裕量。

（公式50）

設(shè)計(jì)示例

將交越頻率設(shè)置為 4kHz：

（公式51）

（公式52）

（公式53）

（公式54）

R_IC 使用 24.3 kΩ，C_IC1 使用 4.7 nF，C_IC2 使用 150 pF。

第10步 PFC 電壓環(huán)路設(shè)計(jì)

FAN9673 采用線路前饋控制，因此功率級(jí)傳遞函數(shù)與線路電壓無關(guān)。于是，低頻、小信號(hào)控制到輸出傳遞函數(shù)為：

（公式55）

其中 K_MAX = P_{OUT MAX/POUT}，5 V 為誤差放大器線性范圍的窗口 (5.6 V-0.6 V = 5 V)。

圖 12. 電壓環(huán)路補(bǔ)償

通常使用具有高頻極點(diǎn)的比例積分 (PI) 控制進(jìn)行補(bǔ)償。補(bǔ)償零點(diǎn) (f_VZ) 會(huì)引入相位提升，而高頻補(bǔ)償極點(diǎn) (f_VP) 會(huì)衰減開關(guān)紋波，如圖 12 所示。

補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)為：

（公式56）

其中：

（公式57）

G_MV 是電壓環(huán)路誤差放大器的跨導(dǎo)。

設(shè)計(jì)反饋環(huán)路的過程如下：

1. 確定交越頻率 (f_VC)，它大約為線路頻率的 1/10 ~ 1/5。如圖 12 所示，功率級(jí)的控制到輸出傳遞函數(shù)在交越頻率處應(yīng)有 -20 dB/十倍頻程的斜率和 -90°相位，因此需要將補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的零點(diǎn) (f_VZ) 放在交越頻率附近，從而獲得 45°相位裕量。然后，電容 C_VC1 通過下式確定：

（公式58）

為將補(bǔ)償零點(diǎn)放置在交越頻率處，補(bǔ)償電阻可通過下式獲得：

（公式59）

2. 補(bǔ)償器高頻極點(diǎn)頻率 (f_VP) 至少應(yīng)比 f_VC 高十倍，以確保它不會(huì)干擾電壓調(diào)整環(huán)路在其交越頻率處的相位裕量。它還應(yīng)充分低于轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率，從而有效衰減噪聲。然后，電容 C_VC2 通過下式確定：

（公式60）

設(shè)計(jì)示例

交越頻率設(shè)置為 20 Hz：

（公式61）

（公式62）

（公式63）

R_VC 使用 118 kΩ，C_VC1 使用 68 nF，C_VC2 使用 6.8 nF。

第11步 通道管理控制

圖 13 顯示了使用外部電壓信號(hào)的 CM 引腳控制。V_VEA 控制電壓由電壓環(huán)路誤差放大器生成，并且與輸入功率的平均值成正比。當(dāng) V_CM 被拉低至 0 V 時(shí)，PFC 通道使能。當(dāng) V_CM 被拉高至 4 V 以上時(shí)，該通道禁用。圖 14 顯示，當(dāng)系統(tǒng)在半負(fù)載條件下運(yùn)行時(shí)，通道 3 被外部信號(hào)禁用。

圖 13. MCU 通道管理

圖 14. 外部信號(hào)控制的相位變化

圖 15 顯示使用外部電路來改變 V_CM2/3 的斜率。當(dāng) V_CM2/3 在 4 V ~ 0 V 之間時(shí)，在增加/減少負(fù)載期間改變 V_CM2/3 的斜率可能影響 PFC 輸出電壓的過沖/欠沖，如圖 16 所示。此方法可顯著改善 PFC 轉(zhuǎn)換器的動(dòng)態(tài)負(fù)載性能。

圖 15. MCU 通道管理電路

圖 16. MCU 通道管理

第12步 軟啟動(dòng)

圖 17 顯示了軟啟動(dòng) (SS) 波形。FAN9673 使用軟啟動(dòng)電壓 V_SS 來箝位電壓環(huán)路 V_VEA 的 PFC 功率命令。若要增加軟啟動(dòng)時(shí)間，可以提高軟啟動(dòng)電容 C_SS 的值。

（公式64）

設(shè)計(jì)示例

假設(shè) V_VEA 由 V_SS 在 5 V 時(shí)脫離箝位狀態(tài)，設(shè)計(jì)軟啟動(dòng)時(shí)間 t_SS 為 100 ms。I_SS 為 20 μA，故所需軟啟動(dòng)電容值為：

（公式65）

C_SS 選擇 0.47 μF。

圖 17. 軟啟動(dòng)波形

第13步 R_LPK設(shè)置

輸入電壓和 V_LPK 的關(guān)系如圖 18 所示。峰值檢測(cè)電路根據(jù) I_AC 電流確定 V_IN 信息，并通過一個(gè)比率將其表示在 V_LPK 上。注意，當(dāng)系統(tǒng)在最大交流輸入下工作時(shí)，最大 V_LPK 不能超過 3.8 V。

（公式66）

同下面的設(shè)計(jì)示例一樣，假設(shè)最大 V_IN.PK 為 373 V (264 V AC)。V_IN.PK/V_LPK 的關(guān)系為 100，則 V_LPK = 3.73 V < 3.8 V。

圖 18. 軟啟動(dòng)波形

設(shè)計(jì)示例

假設(shè)當(dāng) V_IN.PK 為 373 V (AC264V) 時(shí) V_LPK 為 3.73 V：

（公式67）

第14步 加電/掉電的線路檢測(cè)

FAN9673 內(nèi)置交流 UVP 比較器，它監(jiān)視交流輸入電壓，當(dāng) V_BIBO 小于 1.05 V 并持續(xù) 450 ms時(shí)，它會(huì)禁用 PFC 級(jí)。如果 V_BIBO 電壓超過 1.9 V/1.75 V，則 PFC 級(jí)使能。V_IR 引腳用于設(shè)置交流輸入范圍，如表 2 所示。

圖 19. 加電/掉電電路

表 2. 交流輸入范圍和控制器設(shè)置

FAN9673 使用 BIBO 引腳檢測(cè)輸入電壓的平均值，如圖 19 所示。輸入電壓的平均值是通過均值電路使用具有兩個(gè)極點(diǎn)的低通濾波器獲得的。

檢測(cè)電路的設(shè)計(jì)應(yīng)考慮線路電壓的標(biāo)稱工作范圍和掉電保護(hù)跳變點(diǎn)：

（公式68）

（公式69）

其中，V_LINE.MIN 和 V_LINE.BI 是指定的掉電/加電閾值（r.m.s. 值）。

當(dāng) V_AC 為滿量程輸入（通用輸入）時(shí)，掉電/加電閾值 V_BIBO?FL 和 V_BIBO?FL + ΔV_BIBO?F 分別為 1.05 V 和 1.9 V。但是，如果 V_AC 為高壓單范圍輸入 (180 ~ 264 V AC)，則掉電/加電閾值 V_BIBO?HL 和 V_BIBO?HL + ΔV_BIBO?H 分別變?yōu)?1.05 V 和 1.75 V。

通常將 R_B3 設(shè)置為 R_B1+2 的 10%。低通濾波器的極點(diǎn)通過下式確定：

（公式70）

（公式71）

為了適當(dāng)?shù)厮p V_RMS 中的兩倍線路頻率紋波，通常將極點(diǎn)設(shè)置為 10~20 Hz 左右。

設(shè)計(jì)示例

掉電保護(hù)閾值分別為 1.05 V (V_BIBO?HL) 和 1.75 V (V_BIBO?HL + ΔV_BIBO?H)。分壓器的縮小系數(shù)為：

（公式72）

檢查 PFC 控制器在最小線路電壓下的啟動(dòng)：

（公式73）

分壓器網(wǎng)絡(luò)的電阻選擇如下：R_B1 = R_B2 = 1 MΩ，R_B3 = 200 kΩ，R_B4= 16.2 kΩ。為將低通濾波器的極點(diǎn)置于 15 Hz 和 22 Hz，電容通過下式確定：

（公式74）

（公式75）

設(shè)計(jì)總結(jié)

特性

▲180V ~ 264 V AC，使用 FAN9673 的三通道 PFC

▲增益調(diào)制器的開關(guān)電荷技術(shù)改善 PF 并降低 THD

▲配合 IGBT 支持 40 kHz 低開關(guān)頻率操作

▲保護(hù)：過壓保護(hù) (OVP)，欠壓保護(hù) (UVP)，過流保護(hù) (I_LIMIT)，電感飽和保護(hù) (I_LIMIT2)

圖 20. 設(shè)計(jì)示例的最終原理圖

附錄

表 3. FAN9673 評(píng)估板參數(shù)

表 4. MOSFET 和二極管參考規(guī)格

系統(tǒng)設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)

▲當(dāng)交流輸入首次連接到升壓 PFC 轉(zhuǎn)換器時(shí)，應(yīng)注意浪涌電流。建議使用 NTC 和并聯(lián)繼電器電路來降低浪涌電流。

▲添加旁路二極管 DBP ，為 PFC 啟動(dòng)時(shí)的浪涌電流提供流通路徑。

▲PFC 級(jí)通常用于為下游 DC-DC 或逆變器供電。一旦 PFC 輸出電壓達(dá)到接近額定穩(wěn)態(tài)值的電平，建議使能下游功率級(jí)以在滿負(fù)載下運(yùn)行。

▲PVO 功能用于改變 PFC 的輸出電壓 V_PFC。V_PFC 應(yīng)至少比 V_IN 高 25 V。

布局指南

▲電流檢測(cè)電阻和電流檢測(cè)濾波器（C_F1、C_F2）應(yīng)盡可能靠近 CS+/CS- 引腳。(1)

▲與其他電源管理器件類似，PCB 布局務(wù)必使用星形接地技術(shù)，并讓濾波器電容和控制元件盡可能靠近控制器 IC 及其 GND 引腳。（2、3）

▲高電流電源接地路徑應(yīng)與信號(hào)接地路徑分開。從信號(hào)接地到電源接地使用單點(diǎn)連接。單點(diǎn)連接最好靠近 FAN9673 的 GND，電源接地最好靠近電流檢測(cè)電阻。（4、5）

▲電流檢測(cè)信號(hào)的布線和單點(diǎn)接地連接的布線應(yīng)盡可能靠近。

▲外部柵極驅(qū)動(dòng)器應(yīng)靠近功率開關(guān)。用于功率開關(guān)柵極驅(qū)動(dòng)的 PCB 走線應(yīng)短而寬，以處理柵極驅(qū)動(dòng)電流的峰值。

▲使用非隔離柵極驅(qū)動(dòng)器時(shí)，OPFC 柵極驅(qū)動(dòng)電流的返回路徑經(jīng)過電源接地。OPFC 驅(qū)動(dòng)器輸出、外部柵極驅(qū)動(dòng)器緩沖晶體管、電流檢測(cè)電阻和電源接地之間的環(huán)路應(yīng)盡可能小，以避免引起噪聲。也就是說，控制器應(yīng)盡可能靠近開關(guān)器件。(6)

▲為盡量減少升壓電感磁耦合引起干擾的可能性，該器件應(yīng)距離升壓電感至少 2.5 cm（1 英寸）。另外，建議不要將該器件放在磁性元器件下方。

圖 21. 布局示意圖

相關(guān)產(chǎn)品信息

• FAN9673 - 三通道交錯(cuò)式 CCM PFC 控制器

• FAN6982 - CCM 功率因數(shù)校正控制器

• AN-8027 - FAN480X PFC+PWM 組合式控制器應(yīng)用

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