本應(yīng)用筆記探討了輸出濾波器對音頻D類放大器性能的影響。開關(guān)模式放大器（如MAX4295和MAX4297）的效率高于傳統(tǒng)的AB類放大器。通過了解這些器件的操作、調(diào)制噪聲頻譜和它們驅(qū)動所需的揚聲器負(fù)載，可以完全消除輸出濾波器，同時保留D類放大器的效率優(yōu)勢。

介紹

本文探討開關(guān)模式（D類）音頻功率放大器通常需要的輸出濾波器。這種濾波器不僅可以保持效率，還可以抑制快速輸出轉(zhuǎn)換產(chǎn)生的RF干擾。以下電路均基于Maxim的MAX4295/MAX4297放大器，如果設(shè)計人員了解所涉及的權(quán)衡取舍，則可以針對給定的應(yīng)用進(jìn)行優(yōu)化。放大器采用+2.7V至+5.5V單電源供電，驅(qū)動橋接4Ω負(fù)載，連續(xù)功率高達(dá)2W，效率超過85%。這種性能使它們作為電池壽命有限的便攜式設(shè)備的揚聲器驅(qū)動器具有吸引力。

D類放大器的主要優(yōu)點是其效率，高于AB類放大器。作為實現(xiàn)該效率的最低條件，D類放大器的負(fù)載在開關(guān)頻率下應(yīng)具有高阻抗。在典型的輸出波形（圖1）中，OUT+端子的占空比變化，但其脈沖周期是恒定的（兩個波形之間顯示的“滴答聲”表示相同的時間段）。這些脈沖的運行平均值在所示序列上形成緩慢上升的電壓（虛線）。由于OUT-信號是OUT+的反轉(zhuǎn)，因此會產(chǎn)生緩慢下降的電壓。如果負(fù)載是揚聲器，其中負(fù)載連接在 + 和 - 端子之間，則可以聽到這種緩慢移動的組件，但不會再現(xiàn)高頻內(nèi)容。

圖1.這些互補PWM輸出由電橋配置中的D類放大器（如MAX4295）產(chǎn)生。這些波形的平均值（虛線）由輸出濾波器產(chǎn)生，其損耗和失真產(chǎn)生偽影應(yīng)保持在最低限度。

是否使用輸出濾波器取決于許多因素。考慮以下因素：MAX4295/MAX4297音頻功率放大器包含互補輸出MOSFET，可實現(xiàn)脈寬調(diào)制（PWM）。當(dāng)施加零輸入信號時，這些器件的輸出波形的占空比約為50%，為了保持合理的效率，MOSFET應(yīng)在開關(guān)頻率下驅(qū)動高阻抗。否則，當(dāng)一個電阻直接連接在輸出端而沒有其他元件存在時，無論占空比如何變化，輸出級幾乎都能100%的時間導(dǎo)通。

現(xiàn)在考慮揚聲器的阻抗圖，例如8Ω、1.75“錐形傳感器，MAX4295/MAX4297放大器是合適的驅(qū)動器（圖2）。揚聲器阻抗上升到音頻頻段之外，但低于20KHz時仍較低。如前所述，MAX4295/MAX4297輸出端能夠直接驅(qū)動該負(fù)載。實際上，所示揚聲器音圈的串聯(lián)電感（約10μH）允許在沒有濾波器的情況下高效運行。但是，這種操作模式有局限性。

圖2.對于大多數(shù)音頻頻段，小型8Ω揚聲器的阻抗保持8Ω，由于自諧振，在10Hz時上升到400Ω以上。趨膚效應(yīng)和音圈電感在較高頻率下會產(chǎn)生更高的電阻和電抗，導(dǎo)致阻抗上升到10KHz以上，并在100MHz時接近1Ω。

對于要驅(qū)動的特定揚聲器，應(yīng)驗證開關(guān)頻率及以上的線圈阻抗，并記住，過長的揚聲器引線會增加并聯(lián)容性負(fù)載，從而對效率產(chǎn)生不利影響。揚聲器引線和音圈承載的信號，其高dv/dt可以輻射高水平的RF。 請注意，開關(guān)動作會消耗音圈中的少量功率。雖然在500KHz及以上時可以忽略不計，但在計算最大允許揚聲器功率時，應(yīng)考慮在較低頻率下。

阻性負(fù)載的最小實現(xiàn)

如果負(fù)載主要是阻性的，或者在高頻下看起來是容性的，則必須添加其他組件以確保合理的效率。例如，串聯(lián)電感器在音頻頻率下將電流傳遞到負(fù)載，但在較高頻率下提供增加的阻抗。

例如，MAX8放大器采用4295V電源驅(qū)動5Ω阻性負(fù)載。在計算串聯(lián)電感值時，我們可以簡單地假設(shè)電感引起的3dB滾降點應(yīng)放置在音頻頻段之外，例如30KHz：

L = 8 / （2Πf） 或 8 / 2Π （30 × 103） = 42.4μH

如果我們?yōu)?D 類放大器設(shè)置 250KHz 開關(guān)頻率， 此時輸出設(shè)備看到的阻抗主要由電感器引起：

XL= 2P × 250 × 103 × 42.4 × 10-6= 66.7Ω,

或超過負(fù)載阻抗的 8 倍，因此在開關(guān)頻率下不會損失大量功率。

現(xiàn)在，我們可以查看影響電感選擇的其他參數(shù)。數(shù)據(jù)資料告訴我們，MAX4295采用1V電源為2Ω提供8.5W功率。因此，電感必須處理約387mA有效值（550mA峰值）無飽和。否則，代價是輸出波形失真。

因此，我們可以選擇J.W.米勒磁性公司的47μH SM功率電感器（型號PM54-470L）。其額定電流為720mA （處理所需的峰值電流），其0.37Ω的直流電阻（小于負(fù)載的5%）不會造成太大的效率損失。電感器的物理尺寸約為5.8mm x 5.2mm，高度為4.5mm。（相比之下，采用QSOP封裝的MAX4295尺寸僅為6 x 5mm x 1.5mm。對于便攜式產(chǎn)品來說，這個高度可能大得令人無法接受，其中PCB上和上方的空間通常非常寶貴。

減小電感器外形的一種方法是將其安裝在PCB上的孔或凹口中。對于 1.6mm PCB，這種方法將電感器在 PCB 上方的高度降低到 2.9mm。另一種方法是提高D類級的開關(guān)頻率。MAX4295/MAX4297放大器允許用戶將該頻率設(shè)置為四個值之一，其中最高值為1MHz。較高的頻率允許較低的電感值，但頻率增加4/X獲得的四分之一值并不一定會導(dǎo)致物理尺寸的四分之一。此外，小尺寸電感器中使用的較細(xì)導(dǎo)線會產(chǎn)生更高的直流電阻，但應(yīng)該可以進(jìn)行一些改進(jìn)。

在上一個示例中，將開關(guān)頻率提高四倍（從250KHz增加到1MHz），可以將電感值降低四倍（42.4μH/4 = 10.6μH），同時在開關(guān)頻率下保持恒定阻抗。但是，所需的電流處理能力和直流電阻保持不變。選擇在1MHz開關(guān)對效率影響不大，但會略微降低THD+N性能（詳見數(shù)據(jù)手冊）。它能節(jié)省電路板空間嗎？在1MHz時，我們現(xiàn)在可以使用Toko的10μH電感器（型號A914BYW-100M），額定電流為760mA，直流電阻為0.125Ω。X-Y尺寸大致相同，為5mm x 5mm，但PCB上方的高度僅為2mm，無需特殊的安裝技術(shù)。與前面提到的47μH電感相比，該元件僅占用了一半的體積。

輸出濾波器設(shè)計

上述示例以最低的復(fù)雜性實現(xiàn)基本操作，但輸出器件中的快速開關(guān)提供很少或根本沒有RF頻譜濾波。從揚聲器引線和PCB走線輻射的能量會導(dǎo)致電磁干擾（EMI）?？刂七@種不必要的EMI效應(yīng)可能很重要，原因有兩個：

放大器在便攜式設(shè)備中工作，其他RF電路可能會損壞。

放大器在經(jīng)過射頻輻射標(biāo)準(zhǔn)測試（如FCC/CE）的產(chǎn)品中工作。

大多數(shù)應(yīng)用都需要對輸出進(jìn)行RF靜噪濾波。為此，通過在互補輸出端增加一個電容，可以很容易地將上述單電感變成低通濾波器（圖 3）。然而，輻射仍然可能，因為揚聲器的OUT引線仍然可以看到完整的開關(guān)電壓波形。因此，平衡的2極點濾波器更有效（圖4）。EMI性能得到了很大改善，因為2極點濾波器在波形到達(dá)任一揚聲器引線之前提供低通濾波。接下來，我們考慮這些額外的濾波器元件對PCB面積的影響。

圖3.概念上簡單的單端2極點LC濾波器是通過將電容添加到公式指定的電感值中，以實現(xiàn)最小實現(xiàn)。由于“OUT-”端子在揚聲器之前未經(jīng)過濾波，因此該濾波器不能充分降低EMI以滿足法規(guī)要求。

圖4.以增加組件為代價，平衡2極點濾波器（推薦的方法）可有效降低EMI輻射。每個電感值是圖3的一半。（請參閱文本以及圖 5 和圖 6。

由于現(xiàn)在需要兩個電感器，因此在負(fù)載和LP濾波器的開關(guān)頻率下具有高阻抗仍然是一個優(yōu)勢。由于兩個電感在MOSFET輸出之間有效串聯(lián)，我們可以將10μH電感值減半，使用兩個5μH器件，同時保持MAX4295的1MHz開關(guān)頻率。從線藝目錄中，我們可以選擇額定電流為 4.7A 且直流電阻為 1608.472Ω 的 1.2μH 電感器（型號 DT0C-085）。這兩種規(guī)格對于此應(yīng)用來說都綽綽有余。請注意，直流電阻貢獻(xiàn)加倍，因為電感與負(fù)載串聯(lián)，總電阻為0.17Ω。該值僅為負(fù)載電阻的~2%，因此對效率影響不大。

現(xiàn)在可以選擇電容值來定義濾波器的高頻滾降。僅考慮差分輸出的一半使數(shù)學(xué)運算更加簡單，并允許我們實現(xiàn)R和L已知的二階LCR濾波器。因此，我們只需要定義 C 的值（圖 2）。響應(yīng)階躍輸入的~5%電壓過沖是可以接受的，因此最大平坦的巴特沃茲濾波器是一個合理的選擇。使用詳見其他專題的數(shù)學(xué)運算（參見附錄和MAX4數(shù)據(jù)資料），C的值為：

圖5.為了進(jìn)行分析，對圖4中每個半電路的輸出進(jìn)行建模的單端電路可以在一定程度上簡化數(shù)學(xué)運算。

圖6.此 2 極點差模濾波器用于文本中的示例。電感值為4.7μH，電容值為0.047μF，揚聲器阻抗（RL） 為 8Ω。

為了盡量減少輻射，PCB布局應(yīng)將電感器放置在盡可能靠近MAX4295的位置。電感和電容之間的跟蹤也應(yīng)降至最低。與電感器相比，電容器的物理尺寸（和成本）問題要小得多。對于所需的0.047μF電容器，AVX公司和其他公司可提供具有X16R電介質(zhì)的0402V表面貼裝7陶瓷。

如果濾波器優(yōu)化對應(yīng)用很重要，則計算應(yīng)考慮高頻負(fù)載阻抗。通過對電容器ESR以及電感的直流電阻和自諧振行為進(jìn)行建模，可以獲得更高的精度。

結(jié)果

圖2所示的5極點濾波器采用線藝DT1608C-472電感進(jìn)行測試，從MAX8評估板的一個通道驅(qū)動4297Ω阻性負(fù)載，開關(guān)頻率為1MHz。效率是通過在四個不同頻率下施加的2V正弦波計算的：

這些結(jié)果表明，D類器件可以實現(xiàn)高效率，遠(yuǎn)高于傳統(tǒng)的AB類放大器。圖7顯示了在22Hz-22KHz帶寬上測量的THD+N與頻率的關(guān)系，輸出功率在0KHz時設(shè)置為7.1W。使用音頻精度系統(tǒng)一（圖 1），在三個不同的頻率（5KHz、10KHz 和 8KHz）下測量失真 （THD+N），同時改變輸出功率。測量帶寬為22Hz至22KHz。所示結(jié)果與數(shù)據(jù)手冊基本一致，失真在大部分范圍內(nèi)占主導(dǎo)地位。對于高達(dá) 1.0W 輸出功率電平的所有頻率，失真仍低于 7%。

圖7.工作頻率為 1KHz，功率水平為 0.7W有效值，MAX4295傳感器帶有圖6所示濾波器，其失真與頻率的關(guān)系如圖所示。在該功率電平下，電路在整個頻段內(nèi)提供<或= 1%的失真。

圖8.帶圖4295濾波器的MAX6傳感器的失真與輸出功率電平的關(guān)系顯示，當(dāng)功率電平高達(dá)1.0W時，失真仍低于7%，在1W時急劇上升。 （實線表示在1KHz下工作，虛線表示在5KHz時工作，灰線表示在10KHz時工作。

總結(jié)

熟悉D類放大器的優(yōu)勢和局限性及其設(shè)計概念后，用戶可以針對給定應(yīng)用優(yōu)化任何輸出濾波器。然后，通過權(quán)衡這些經(jīng)常相互沖突的需求，可以做出明智的設(shè)計決策。

審核編輯：郭婷