這次講的還是上次說的那篇文章，把除了PSR的其他指標分析總結(jié)一下：

1. load regulation

首先看一下load regulation。這個指標是為了衡量regulator的負載電流變化會引起多少輸出電壓的變化，也就是?Vout/?iL。從公式容易看出，這表征著regulator的輸出阻抗，而這個值越小越好。

圖一

1.1 PMOS型regulator

對于PMOS型的regulator，也就是我們常說的LDO，可按圖一進行計算。和PSR的計算類似，將電阻串分壓比乘到運放的增益上，那么輸出節(jié)點往上看就是一個gm-boosted diode-connected PMOS，此時的跨導(dǎo)表示為

那么整個regulator的輸出阻抗就可以寫為

考慮到并聯(lián)的第一項遠小于第二項，可以忽略第二項，重新表示為

為了得到更好的load regulation，運放的增益越大越好。 這與PSR改善的思路是保持一致的。

隨著頻率升高到運放主極點ω0之后，輸出阻抗開始增大，如圖二。

圖二

此時的輸出阻抗Zout可以表示為

和PSR的分析相同，設(shè)計一個高增益，大帶寬的運放也是有助于改善load regulation的。除此之外，在輸出節(jié)點加一個對地的大電容CM，1/(s*CM)和上述的Zout并聯(lián)在一起，當(dāng)頻率較高時，電容的阻抗減小，也可以緩解圖二中高頻下Zout的上升。并聯(lián)電容后的曲線如圖三。

圖三

圖三能看出在ω0之后阻抗仍有一個上升的尖峰。為了避免這個問題，設(shè)計時希望1/(ω0*CM)盡可能接近低頻下的|Zout|。但由于這個值本身非常小，CM可能會高達幾十nF。這在片上顯然是難以實現(xiàn)的。同時，這引入了另一個問題，CM越大，regulator輸出節(jié)點的極點頻率越低，和運放輸出的極點可能會很接近，引起穩(wěn)定性的問題。

1.2 NMOS型regulator

圖四

如圖四，忽略M1的rout和負載電阻的情況下，Rout可簡單表示為1/gm除以1加環(huán)路增益：

分母第二項遠大于1，再次整理公式：

對比可以發(fā)現(xiàn)，這和PMOS型的regulator是一模一樣的。也就是說，從load regulation的角度來講，兩者無性能上的差異。

但和前面不同的是，如果通過在輸出對地接大電容CM來改善高頻下的PSR和load regulation，輸出極點近似表達為1/((1/gm)*CM)，由于1/gm較小，其輸出極點是遠高于PMOS型regulator的輸出極點的，那么此時的穩(wěn)定性就更有可能得到保證。除此之外，M1的CGS此時跨接在運放輸出和regulator輸出兩個節(jié)點之間，通過密勒定理等效到運放輸出的電容可能比實際的CGS更小，那么regulator的帶寬就有希望做得更高。也就是說，對于NMOS型regulator，或許可以先在輸出對地加大電容CM來保證load regulation，再去完成穩(wěn)定性補償。

2. noise

圖五

如圖五，以PMOS型regulator為例，將運放噪聲等效到輸入，M1的噪聲等效到柵極，再想辦法推導(dǎo)到輸出。M1柵極的噪聲可以除以運放增益同樣等效到運放輸入端，再將總的噪聲除以電阻串分壓比，就可以計算到輸出：

可以看出， 對于M1貢獻的噪聲，運放增益越大，抑制得越好 。另外，電阻串和bangap reference也是噪聲源，熱噪聲4kT(R1||R2)和Vref本身的噪聲都可以簡單地疊加到運放輸入端進行計算。

和前面一樣，隨著運放高頻增益降低，輸出端噪聲影響會更顯著。因此，保持運放高增益的情況下增大其帶寬對噪聲抑制也有好處。

事實上，換成NMOS型regulator，噪聲的分析也是一樣的，所以二者在噪聲性能上無差異。

3. 總結(jié)

通過這兩篇文章的分析和對比，可以總結(jié)一下用PMOS和NMOS做pass device的regulator的異同，給大家設(shè)計提供參考：

同： load regulation和noise性能無差異；都可以通過提高運放的增益和帶寬來改善PSR/load regulation/noise

異： NMOS型regulator的PSR遠好于PMOS型regulator；NMOS型regulator更有希望實現(xiàn)高帶寬；NMOS型regulator更有希望通過增加輸出大電容改善PSR和load regulation，同時不影響穩(wěn)定性

（當(dāng)然，NMOS型regulator就不能實現(xiàn)low dropout了）