1.文章摘要

隨著背對(duì)背三電平中性點(diǎn)箝位(NPC)變換器功率和電壓水平的不斷提高，高幅值高頻共模電壓(CMV)已成為一個(gè)亟待解決的問(wèn)題。針對(duì)這一問(wèn)題，提出了一種基于脈寬調(diào)制脈沖對(duì)準(zhǔn)的背對(duì)背三電平NPC變換器CMV消除方法。在此基礎(chǔ)上，提出了基于零序電壓(ZSV)的中性點(diǎn)電位平衡方法。為了將CMV消除與中性點(diǎn)電位平衡解耦，在整流側(cè)和逆變側(cè)同時(shí)注入相同的最優(yōu)ZSV，不會(huì)影響CMV消除。仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該方法的有效性。

2.主要工作與貢獻(xiàn)

1、針對(duì)三電平NPC變換器，提出了一種基于載波的共模電壓（CMV）消除與中性點(diǎn)電壓（NPP）平衡方法。將整流側(cè)和逆變側(cè)相位電壓的正負(fù)脈沖在載波周期內(nèi)重新排列，通過(guò)將正電壓脈沖的邊緣與相電壓組內(nèi)負(fù)電壓脈沖的邊緣對(duì)齊來(lái)消除CMV。

2、提出了一種廣義的三電平脈沖對(duì)準(zhǔn)方案，該方案采用具有兩個(gè)比較值的鋸齒載波實(shí)現(xiàn)，易于實(shí)現(xiàn)。為了獲得零序電壓（ZSV）的自由度來(lái)平衡NPP，將差值而不是整流側(cè)或逆變側(cè)各自的CMV消除為零。

3、計(jì)算了幾個(gè)關(guān)鍵的ZSVs，這些ZSVs使六個(gè)相位參考電壓中的一個(gè)在載波周期內(nèi)為整數(shù)。選擇最有利于NPP平衡的ZSV作為最優(yōu)ZSV，同時(shí)注入整流側(cè)和逆變側(cè)，保證不影響CMV的消除。

3.主要研究?jī)?nèi)容

圖1 背靠背三電平NPC變換器

背靠背三電平NPC變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，該變換器由電網(wǎng)側(cè)整流器和負(fù)載側(cè)逆變器背靠背連接在共享直流鏈路中組成。Y-型連接的三相電網(wǎng)電源接在一個(gè)公共點(diǎn)N上，Y-型連接的三相負(fù)載接在一個(gè)公共點(diǎn)M上，因此背對(duì)背三電平NPC變換器的CMV：Vcmv就是N點(diǎn)與M點(diǎn)之間的電壓，也可以表示為整流器的CMV：Vrcmv與逆變器的CMV：Vicmv之間的差值，滿足如下關(guān)系式：

其中Voa 、Vob 、Voc為整流器側(cè)相電壓，Vou 、Vov 、Vow為逆變器側(cè)相電壓。

調(diào)制方式選擇PODPWM，如圖2所示。雖然PDPWM在三電平NPC變換器中得到了更廣泛的應(yīng)用，以獲得更好的諧波性能，但采用PODPWM時(shí)，整流側(cè)CMV和逆變側(cè)CMV的幅值都較低。此外，在載波周期內(nèi)，PODPWM的輸出相電壓為居中的正電平脈沖或負(fù)電平脈沖，以零電平開(kāi)始和結(jié)束，如圖3所示，通過(guò)移動(dòng)脈沖位置，很容易實(shí)現(xiàn)消除CMV。

在PODPWM調(diào)制下，三電平NPC整流器或逆變器的CMV電平可能為- E /3，0， E /3，其中E為單個(gè)直流電容的電壓。由式(1)可知，Vrcmv與Vicmv的CMV差值可能為：-2 E /3，- E /3，0， E /3，2 E /3。因此，背靠背三電平NPC變換器抑制前的CMV幅值為2 E /3。

圖2 PODPWM調(diào)制策略

圖3 參考相電壓與輸出相電壓的關(guān)系

假設(shè)載波比足夠大，那么在每個(gè)載波周期內(nèi)調(diào)制信號(hào)可以看作是一個(gè)常數(shù)。取E為基極電壓，則usx為參考相電壓，取值范圍為-11，也可視為基級(jí)電壓E在相電壓中的占空比。當(dāng)usx為正時(shí)，表示電平E的占空比;當(dāng)usx為負(fù)時(shí)，其絕對(duì)值表示電平-E的占空比。下標(biāo)x表示相位a、b、c和u、v、w。參考相電壓usx~與輸出相電壓的關(guān)系如圖3所示。

為了簡(jiǎn)化下面的分析，將整流器側(cè)的參考電壓按降序表示為usmax1 、usmid1 、usmin1 。同樣，逆變器側(cè)的參考電壓按降序表示為usmax2 、usmid2 、usmin2 。未注入ZSV時(shí)，三相參考電壓滿足如下關(guān)系：

由式(2)可知，各占空比之和等于零，因此電壓級(jí)E的寬度和等于兩端輸出相電壓的電壓級(jí)?E的寬度之和。

usmax1 、usmid1 、usmin1對(duì)應(yīng)的相位電壓分別定義為Vomax1 、Vomid1 、Vomin1 ， usmax2 、usmid2 、usmin2對(duì)應(yīng)的相位電壓分別定義為Vomax2 、Vomid2 、Vomin2 。則CMV表達(dá)式可改寫(xiě)為:其中CMV等于整流側(cè)相電壓與逆變側(cè)反相電壓之和的三分之一：

由式(3)可知，CMV可以看作是由Vomax1 、Vomid1 、Vomin1和-Vomax2 、-Vomid2 、-Vomin2組成的一組相電壓之和。根據(jù)式(2)，很容易推導(dǎo)出該相位電壓組E級(jí)和?E級(jí)的占空比之和在每個(gè)載波周期為零，這為完全消除CMV提供了可能性。

4.所提方法

A、共模電壓消除方法

圖4給出了PODPWM調(diào)制方法下基于公式(3)的CMV形成機(jī)理示例?？梢钥闯觯珻MV的每個(gè)階躍變化都是由六個(gè)相電壓中的一個(gè)的換相決定的。

圖4 PODPWM下CMV的形成機(jī)制

如前文所分析，電壓電平E的寬度和等于每側(cè)電壓電平?E的寬度和，因此最簡(jiǎn)單的方案是將每側(cè)正脈沖的邊緣與負(fù)脈沖的邊緣對(duì)齊，這樣既可以消除整流側(cè)的CMV，也可以消除逆變側(cè)的CMV，如圖5所示。然而，這種方法不能提供任何程度的平衡NPP的自由度。這是因?yàn)槊}沖對(duì)準(zhǔn)方案無(wú)法調(diào)節(jié)NPP平衡，而用于NPP平衡的ZSV注入方法會(huì)改變?nèi)嚯妷好}寬的關(guān)系，從而影響CMV的消除。綜合考慮CMV消除和NPP平衡，提出了一種新的脈沖對(duì)準(zhǔn)方案，將E級(jí)脈沖與-E級(jí)脈沖在相電壓組Vomax1、Vomid1、Vomin1和-Vomax2、-Vomid2、-Vomin2之間對(duì)齊。

圖5 可能的CMV消除方法

根據(jù)公式(2)，usmax1和usmax2必須是正的，usmin1和usmin2必須是負(fù)的，而usmid1和usmid2可以是正的也可以是負(fù)的。相應(yīng)的，相電壓Vomid1和Vomid2的極性是不確定的。因此，將CMV消除方案分為極性相同的Vomid1和Vomid2 ，極性不同的Vomid1和Vomid2兩種。

當(dāng)Vomid1和Vomid2均為正或負(fù)時(shí)，在相電壓組Vomax1 、Vomid1 、Vomin1和-Vomax2 、-Vomid2 、-Vomin2中，E級(jí)脈沖數(shù)和-E級(jí)脈沖數(shù)均為3。因此，正相位電壓和負(fù)相位電壓具有相同數(shù)量的脈沖邊。將三個(gè)正電壓脈沖分別記為Vp1 、Vp2和Vp3 ，將三個(gè)負(fù)電壓脈沖分別記為Vn1 、Vn2和Vn3 。因此該相位電壓組E級(jí)和?E級(jí)的占空比在每個(gè)載波周期均為零，則可將正電壓脈沖的上升沿、下降沿與負(fù)電壓脈沖的上升沿、上升沿對(duì)齊，其中一個(gè)正電壓脈沖的上升沿、下降沿與兩個(gè)不同負(fù)電壓脈沖的下降沿對(duì)齊；同樣，一個(gè)負(fù)電壓脈沖的上升沿和下降沿與兩個(gè)不同的正電壓脈沖的下降沿和上升沿對(duì)齊，如圖6所示。這樣就可以完全消除CMV。

當(dāng)Vomid1為正，Vomid2為負(fù)時(shí)，在相電壓組Vomax1 、Vomid1 、Vomin1和-Vomax2 、-Vomid2 、-Vomin2中，電壓級(jí)E的脈沖數(shù)為4，電壓級(jí)?E的脈沖數(shù)為2。當(dāng)Vomid1為負(fù)、Vomid2為正時(shí)，電壓等級(jí)E的脈沖數(shù)為2，電壓等級(jí)?E的脈沖數(shù)為4。因此，正相電壓的脈沖邊緣數(shù)與負(fù)相電壓的脈沖邊緣數(shù)不同。而電壓等級(jí)E的寬度和仍然等于電壓等級(jí)?E的寬度和。為了使正脈沖和負(fù)脈沖的邊緣對(duì)齊次數(shù)相同，在對(duì)齊前應(yīng)將較大數(shù)量的脈沖組合在一起。以正的Vomid1和負(fù)的Vomid2為例，有4個(gè)正電壓脈沖和2個(gè)負(fù)電壓脈沖。將四個(gè)正電壓脈沖分別記為Vp1 、Vp2 、Vp3和Vp4 ，將兩個(gè)負(fù)電壓脈沖分別記為Vn1和Vn2 。

因此，四個(gè)正電壓脈沖應(yīng)成對(duì)組合，其中一個(gè)正相電壓的下降沿與另一個(gè)正相電壓的上升沿對(duì)齊，如圖7(a)所示。然后，通過(guò)將組合正電壓脈沖的上升沿和下降沿分別對(duì)準(zhǔn)負(fù)電壓脈沖的下降沿和上升沿來(lái)消除CMV，其中一個(gè)組合正電壓脈沖的上升沿和下降沿對(duì)準(zhǔn)兩個(gè)不同的負(fù)電壓脈沖的下降沿和上升沿;同樣，一個(gè)負(fù)電壓脈沖的上升沿和下降沿與兩個(gè)不同組合的正電壓脈沖的下降沿和上升沿對(duì)齊，如圖7(b)所示。負(fù)的Vomid1和正的Vomid2的脈沖對(duì)準(zhǔn)方案與正的Vomid1和負(fù)的Vomid2的脈沖對(duì)準(zhǔn)方案相似。

圖6 用相同極性的Vomid1和Vomid2消除CMV的基本思路

圖7 利用不同極性的Vomid1和Vomid2消除CMV的基本思路。(a)組合。(b)對(duì)齊。

通過(guò)分析，當(dāng)Vomid1和Vomid2極性相同時(shí)，有36種比對(duì)方案，當(dāng)Vomid1和Vomid2極性不同時(shí)，有48種比對(duì)方案。因此，根據(jù)Vomid1和Vomid2的極性，總共有168種排列方案。如果在每個(gè)控制周期中計(jì)算和比較各個(gè)對(duì)準(zhǔn)方案，分析和計(jì)算將非常復(fù)雜。事實(shí)上，大多數(shù)方案在改變PWM脈沖時(shí)都可能導(dǎo)致某些脈沖邊緣超過(guò)開(kāi)關(guān)周期。因此，找到了一種有效的方案，通過(guò)將這些脈沖放置在一定的范圍內(nèi)來(lái)避免這種情況，該范圍由最寬的脈沖決定。即以最寬的脈沖作為基準(zhǔn)，保持在開(kāi)關(guān)周期的中心，然后在最寬的脈沖范圍內(nèi)移動(dòng)其他脈沖。下面給出兩個(gè)示例，進(jìn)一步描述在Vomid1和Vomid2相同或不同極性下消除CMV的具體PWM脈沖對(duì)準(zhǔn)方案，結(jié)果如圖8所示。

圖8 所提出的CMV消除方案。(a) Vomid1 >0，Vomid2 >0。(b) Vomid1 >0，Vomid2 <0

當(dāng)Vomid1和Vomid2極性相同時(shí)，對(duì)應(yīng)的最優(yōu)對(duì)準(zhǔn)方案如圖8(a)所示。

1. 根據(jù)脈寬由大到小的順序，對(duì)E級(jí)的脈沖進(jìn)行排序，定義為Vpmax 、Vpmid和Vpmin ;對(duì)?E級(jí)的脈沖進(jìn)行排序，定義為Vnmax 、Vnmid和Vnmin 。
2. 找到最寬的脈沖作為范圍參考，并保持在一個(gè)周期的中心。在圖8(a)中，脈沖Vnmax是最寬的，所以脈沖Vnmax保持在一個(gè)周期的中心。
3. 然后，可以按脈沖寬度的順序移動(dòng)脈沖位置。圖8(a)中，a：將脈沖Vpmax的上升沿與Vnmax的下降沿對(duì)齊；b：將脈沖Vpmin移位，使其下降沿與Vnmax上升沿對(duì)齊；c：改變Vnmin的脈沖位置，使其上升沿與Vpmax的下降沿對(duì)齊；d：改變Vnmin的脈沖位置，使其下降沿與Vpmid的上升沿對(duì)齊；e：Vpmin的上升沿移動(dòng)到與Vnmin的下降沿位置；f：因此Vpmin的下降沿可以與Vnmin的上升沿精確對(duì)齊。

當(dāng)一個(gè)周期內(nèi)Vpmax的占空比最大時(shí)，對(duì)齊方案與上述方案類似，只是交換了下標(biāo)p和下標(biāo)n。

當(dāng)Vomid1和Vomid2極性不同時(shí)，對(duì)應(yīng)的最優(yōu)對(duì)準(zhǔn)方案如圖8(b)所示。

1. 按照脈寬從大到小的順序，對(duì)E級(jí)的脈沖進(jìn)行排序，定義為Vpmax 、Vpmid1 、Vpmid2和Vpmin ，對(duì)?E級(jí)的脈沖進(jìn)行排序，定義為Vnmax和Vnmin 。
2. 四個(gè)正電壓脈沖成對(duì)組合，其中Vpmax和Vpmin為一對(duì)，Vpmid1和Vpmid2為一對(duì)。
3. 從脈沖組合Vpmax +Vpmin ，Vpmid1 +Vpmid2 ，以及脈沖Vnmax , Vnmin中找出最寬的脈沖，并將其保持在一個(gè)周期的中心。在圖8(b)中，脈沖Vnmax ,是最寬的，所以脈沖Vnmax ，保持在一個(gè)周期的中心。
4. 然后，可以按照?qǐng)D8(b)所示的順序移動(dòng)脈沖組合Vpmax +Vpmin和Vpmid1 +Vpmid2的上升沿和下降沿，使其與Vnmax和Vnmin的下降沿和上升沿對(duì)齊。

可以發(fā)現(xiàn)，采用本文提出的對(duì)準(zhǔn)方案后，整流CMV的換相與逆變CMV的換相一致，背靠背三電平NPC變換器的CMV從2 E /3消除到零，如圖8所示。圖9給出了背對(duì)背三電平NPC轉(zhuǎn)換器的CMV消除方案流程圖。因此，采用所提出的PWM脈沖對(duì)準(zhǔn)方法后，可以在每個(gè)周期內(nèi)將CMV消除為零。

所提出的CMV消除方案可以使用具有兩個(gè)比較值的鋸齒載波代替三角形載波來(lái)實(shí)現(xiàn)，如圖10所示，它可以自由移動(dòng)PWM脈沖的位置。

圖9 CMV消除策略流程圖

圖10 用鋸齒形載波代替三角形載波

B、NPP電壓平衡方法

NPP平衡是背靠背三電平NPC變換器安全穩(wěn)定運(yùn)行的另一個(gè)重要問(wèn)題。然而，通過(guò)PWM脈沖對(duì)準(zhǔn)方法無(wú)法實(shí)現(xiàn)NPP平衡。ZSV注入法通常用于控制NPP平衡，但常規(guī)ZSV注入法會(huì)使CMV振幅增大。根據(jù)A部分的分析，消除CMV的前提是相電壓組中電壓級(jí)E的寬度和等于一個(gè)電壓級(jí)?E的寬度和。因此，為了解耦CMV消除和NPP平衡，整流側(cè)和逆變側(cè)同時(shí)注入相同的ZSV：uz ，保證不影響CMV的消除：

其中，usx ′為注入ZSV后的參考相電壓，取值范圍為-1~1。則ZSV注入后各占空比之和為：

由公式(5)可以很容易地推斷出，在每個(gè)載波周期內(nèi)，Vomax1 '、Vomid1 '、Vomin1 '和-Vomax2 '、-Vomid2 '、-Vomin2 '的E級(jí)和- E級(jí)占空比之和也將為零，這并不影響上述CMV消除方法。

然而，ZSV有許多值；有必要找到最優(yōu)的ZSV注入策略。NPP平衡控制的步驟總結(jié)如下，如圖11所示。

1. NPP平衡可以通過(guò)補(bǔ)償中性點(diǎn)電流來(lái)控制，因此第一步是計(jì)算目標(biāo)NP電流。設(shè)每個(gè)直流電容為C，上下電容電壓分別為VdcH和VdcL ，則定義目標(biāo)NP電流為iNP_ref ，當(dāng)iNP_ref從O點(diǎn)流出時(shí)定義為正，因此，iNP_ref可以表示為：

補(bǔ)償NP電流定義為iNP ，它與注入的ZSV：uz 、原始參考電壓、實(shí)際輸入輸出相電流有關(guān)，如下所示：

2. 計(jì)算注入ZSV的范圍。注射ZSV應(yīng)避免過(guò)調(diào)制。因此，ZSV的取值范圍滿足以下條件：

3. 找到可注入的ZSV。ZSV滿足(8)的值很多，為了簡(jiǎn)化計(jì)算，選擇幾個(gè)關(guān)鍵的ZSV，可以使六個(gè)相參考電壓中的一個(gè)在一個(gè)載波周期內(nèi)為整數(shù)，即在一個(gè)載波周期內(nèi)一個(gè)相的開(kāi)關(guān)保持不變，因此可以在一定程度上降低開(kāi)關(guān)損耗。滿足這一要求的關(guān)鍵ZSVs最多有10個(gè)，如下所示：

將(9)中的uz與(8)中的可注射ZSV范圍進(jìn)行比較，并丟棄超出范圍的ZSV。

4. 將滿足(8)范圍的ZSV：uz代入(7)計(jì)算補(bǔ)償NP電流iNP 。
5. 將補(bǔ)償NP電流iNP與目標(biāo)NP電流iNP_ref進(jìn)行比較，找出最接近的一個(gè)，其對(duì)應(yīng)的uz即為每個(gè)周期NPP平衡控制的最優(yōu)關(guān)鍵ZSV。

圖11 NPP平衡控制步驟

5.實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

搭建1.5kw背靠背三電平NPC變換器平臺(tái)，進(jìn)一步驗(yàn)證理論分析的正確性，如圖12所示。實(shí)驗(yàn)參數(shù)與仿真參數(shù)如表1所示。平臺(tái)主電路包括整流器、逆變器、三相電感器和三相電阻負(fù)載。控制電路由采用TMS320F28379D DSP芯片的控制板和Altera MAX 10 FPGA工具包、整流器和逆變器的兩個(gè)采樣板、開(kāi)關(guān)和指示燈組成。在這里，DSP主要用于執(zhí)行控制算法，并通過(guò)EPWM模塊產(chǎn)生12路PWM信號(hào)。利用FPGA將12路PWM信號(hào)擴(kuò)展為24路互補(bǔ)信號(hào)，并保留必要的死區(qū)時(shí)間。

表1 實(shí)驗(yàn)參數(shù)

圖12 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)示意圖

圖13和圖14分別為逆變側(cè)調(diào)制指數(shù)m2 =0.8和m2 =0.2條件下消除CMV前后的CMV波形實(shí)驗(yàn)結(jié)果。整流側(cè)調(diào)制指數(shù)m1 =0.94。由圖13和圖14可以看出，消除前的CMV幅值約為80V，為直流電壓的三分之一。消除后，整流側(cè)CMV幾乎與逆變側(cè)相同，除了由于開(kāi)關(guān)特性和死區(qū)時(shí)間引起的一些電壓尖峰外，CMV幾乎等于零。雖然電壓尖峰很難完全消除，但均方根值非常小，接近噪聲干擾。用示波器測(cè)量了CMV的均方根值。采用CMV消除法后，m 2 =0.8時(shí)，CMV由37.05V降至5.61V，m 2 =0.2時(shí)，CMV由36.71V降至4.2V。因此，電磁干擾噪聲，泄漏電流，或電機(jī)軸承電流仍然可以大大降低。作為對(duì)比，在相同參數(shù)下，對(duì)基于ZSV注入的CMV還原方法進(jìn)行了測(cè)試，CMV還原后的RMS值為29.12V。因此，本文提出的CMV消除方法具有更好的CMV性能和更低的共模能量。

圖13 (a) CMV和(b) m2 =0.8時(shí)消除前后整流CMV、逆變CMV的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖14 (a) CMV和(b) m2 =0.2時(shí)消除前后整流CMV、逆變CMV的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖15為不同控制模式下NPP平衡和CMV消除方法的動(dòng)態(tài)過(guò)程。圖15(a)和(b)在0-t1沒(méi)有CMV和NPP平衡控制，CMV振幅約為80V。為了突出所提出的NPP平衡方法的控制效果，上下電容并聯(lián)兩個(gè)不同的電阻器，因此上下電容電壓分別高于和低于參考值120V。然后，在圖15(a)的t1 -t2處加入CMV消除控制，可以看到CMV被消除為零，上下電容電壓仍然不平衡。在圖15(b)中，在t1 -t2分別實(shí)現(xiàn)NPP平衡控制，這對(duì)于兩個(gè)電容電壓的平衡是有效的，但CMV幅值仍然是80V。在t2 -t3的第三個(gè)時(shí)間段，將提出的CMV消除方案與NPP平衡方法同時(shí)進(jìn)行，可以看到圖15(a)中兩個(gè)電容電壓達(dá)到平衡，圖15(b)中的CMV被消除。上述分析表明，所提出的CMV消除方案和NPP平衡方法是解耦的，可以單獨(dú)或同時(shí)實(shí)施，互不影響。

圖15 當(dāng)m2 =0.8時(shí)，不同控制方式下的上下電容電壓和CMV實(shí)驗(yàn)結(jié)果。(a)模式一。(b)模式二。

為了驗(yàn)證NPP在低基頻下的平衡性能，在逆變側(cè)頻率f2 =5Hz下進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)，并對(duì)NPP的結(jié)果進(jìn)行了驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖16所示。從圖16可以看出，基頻較低時(shí)電壓波動(dòng)較大。而NPP平衡控制后，上下電容器的電壓差減小，說(shuō)明NPP平衡方法在低頻條件下也是有效的。

圖16 在f2 =5Hz，m2 =0.8時(shí)控制前后，上下電容的電壓

圖17給出了不同控制方式下整流側(cè)和逆變側(cè)的線路電壓THDs，包括常規(guī)的不加CMV的PODPWM方法和NPP控制方法，本文提出的基于PODPWM的方法和基于PDPWM的ZSV注入方法。從比較中可以看出，PODPWM的THD要高于PDPWM，這是我們?yōu)榱双@得更好的CMV性能而必須付出的代價(jià)。但諧波分量主要集中在載波頻率和多載波頻率上；對(duì)電機(jī)負(fù)載影響小，易于過(guò)濾。另外，隨著調(diào)制指數(shù)m2的增大，使用PODPWM的逆變側(cè)的THD與使用PDPWM的THD越來(lái)越接近。因此，在較高的調(diào)制指數(shù)下，該方法具有更好的THD性能。對(duì)于整流側(cè)，由于調(diào)制指數(shù)m1總是很高，所以在不同的m2值下，不同方法下的THDs幾乎沒(méi)有變化，并且彼此接近。此外，與傳統(tǒng)PODPWM的THD相比，該方法的THD差異不大。這是因?yàn)楸疚奶岢龅腜WM脈沖對(duì)準(zhǔn)方案通過(guò)選擇中間最寬的脈沖，并在此基礎(chǔ)上移動(dòng)其他脈沖，避免了過(guò)多的相移。

圖17 不同控制方式下整流側(cè)和逆變側(cè)線路電壓的THDs

6.結(jié)論

針對(duì)背對(duì)背三電平NPC變換器，提出了一種具有NPP平衡能力的基于載波的CMV消除方法。通過(guò)將相位電壓組中正電壓脈沖的邊緣與負(fù)電壓脈沖的邊緣對(duì)準(zhǔn)，在載流子周期內(nèi)整流器和逆變器側(cè)相位電壓的正、負(fù)脈沖重新排布，消除CMV。為了獲得ZSV的自由度來(lái)平衡NPP，將差值而不是整流側(cè)或逆變側(cè)各自的CMV消除為零。提出了一種廣義的三電平脈沖對(duì)準(zhǔn)方案，該方案采用具有兩個(gè)比較值的鋸齒載波實(shí)現(xiàn)，易于實(shí)現(xiàn)。

為了平衡NPP，計(jì)算了幾個(gè)關(guān)鍵的ZSVs，這些ZSVs使六個(gè)相位參考電壓中的一個(gè)在載波周期內(nèi)為整數(shù)。選擇最有利于NPP平衡的ZSV作為最優(yōu)ZSV，同時(shí)注入整流側(cè)和逆變側(cè)，保證不影響CMV的消除。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該方法的有效性。