(1) 零中頻接收機(jī)的直流偏移(DC offset)來(lái)源于哪里？

零中頻接收機(jī)的直流偏移(DC offset)可能來(lái)自于以下幾個(gè)方面：

①本振信號(hào)自混頻

由于各種原因，比如混頻器LO到RF端有限的隔離，基板或者空間的耦合，本振會(huì)泄露到前級(jí)，而這些泄露，由于級(jí)間失配，又會(huì)反射到混頻器的輸入端，與本振混頻，從而產(chǎn)生直流偏移。

②強(qiáng)干擾信號(hào)自混頻

強(qiáng)干擾信號(hào)傳輸?shù)交祛l器的RF端，由于RF-LO的有限隔離度，泄露到LO端口，所以混頻器兩端口之間的干擾信號(hào)之間的自混頻，也會(huì)產(chǎn)生直流偏移。

③強(qiáng)干擾信號(hào)進(jìn)入RF通路中，電路的二階非線(xiàn)性，也會(huì)產(chǎn)生直流偏移

（2）為什么直流偏移會(huì)影響零中頻接收機(jī)的性能?

零中頻接收機(jī)的有用信號(hào)位于直流以及直流附近，由于各種原因產(chǎn)生的直流偏移(DC offset)，可能比有用信號(hào)強(qiáng)很多，會(huì)淹沒(méi)有用信號(hào)，而且還會(huì)使得后面的電路出現(xiàn)飽和。

舉個(gè)例子，假設(shè)：

①接收機(jī)前端RF+基帶的總增益為100dB，其中RF級(jí)(LNA+混頻器)的增益為30dB，基帶增益為70dB；

②本振功率為0dBm，LO到LNA輸入端的泄露為60dB；

③接收機(jī)靈敏度為-107dBm；

則，泄露的本振信號(hào)到混頻器輸出端的功率為0-60+30=-30dBm(7.07mVrms)；有用信號(hào)到混頻器輸出端的功率為-107+30=-77dBm(31.6uVrms)，兩者相差47dB。

同時(shí)，7.07mVrms的直流偏移，也會(huì)被基帶放大70dB，如果基帶放大器是理想的話(huà)，那直流偏移會(huì)被放大到20Vrms左右，所以在實(shí)際電路中，DC offset會(huì)使得后面的基帶放大器飽和產(chǎn)生失真，從而影響接收機(jī)的性能。

(3)那怎么解決直流偏置的問(wèn)題呢？

最簡(jiǎn)單的方案，是采用交流耦合的方式，比如加一個(gè)高通濾波器。

但是，為了不惡化信號(hào)，高通濾波器的截止頻率必須低于符號(hào)率的0.1%，這需要非常大的電容，而且對(duì)于差分輸出的正交混頻器，可能需要4個(gè)高通網(wǎng)絡(luò)，所以片上集成幾乎不可能。而且，這種方式，也對(duì)調(diào)制方式有要求，只適合那些在DC處包含很少能量的調(diào)制方式。同時(shí)電路時(shí)間常數(shù)長(zhǎng)，當(dāng)直流偏移突然變化時(shí)，不能快速響應(yīng)，所以這種方法，應(yīng)用的很少。

現(xiàn)代芯片很多都是采用校準(zhǔn)來(lái)解決這個(gè)問(wèn)題。

比如TI的TRF371X系列，就是采用了自動(dòng)校準(zhǔn)算法，通過(guò)一個(gè)8bit DAC，來(lái)分別調(diào)制I路和Q路的DC offset。該算法，可以在全溫范圍內(nèi)把直流偏置校準(zhǔn)到低于+/-5mV以?xún)?nèi)。

審核編輯：劉清