交流分析屬于經(jīng)典的反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)資料中的內(nèi)容，涉及一個(gè)與并聯(lián)穩(wěn)壓器如流行的 TL431 相關(guān)的光耦。隨著智能手機(jī)和其他平板電腦的出現(xiàn)，適配器市場(chǎng)(更確切地說(shuō)是旅行適配器市場(chǎng))的趨勢(shì)是減少這個(gè)連接到電源的“黑盒子”的大小和成本。實(shí)現(xiàn)這些目標(biāo)的可能性有哪些？

圖1.經(jīng)典的反激式結(jié)構(gòu)的簡(jiǎn)化原理圖。

圖2 基于 PSR 的反激式結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)化示意圖。

PSR 的原理

從圖2中的原理圖可以看出，初級(jí)端（高壓）和隔離次級(jí)端（低直流電壓）之間的唯一連接是變壓器。從安全和可靠性角度來(lái)看，取消光耦提供優(yōu)勢(shì)：光耦老化時(shí)會(huì)發(fā)生漂移（例如電流傳輸比 (CTR) 下降），并且還容易受到外部擾動(dòng)的影響。

初級(jí)端調(diào)節(jié)結(jié)構(gòu)的工作原理是什么？我們來(lái)看看變壓器周?chē)?a target="_blank">信號(hào)，如圖3所示。

圖3. 在反激式變壓器上或其附近測(cè)得的 SPICE 波形。

關(guān)閉期間，受初級(jí)-次級(jí)匝數(shù)比 NPS(Nsecondary/Nprimary) 的影響，漏電壓 (VDS) 為輸入電壓與輸出電壓之和。

接下來(lái)，我們重點(diǎn)看看次級(jí)繞組電壓 (VSEC) 。關(guān)閉期間（即初級(jí)端 MOSFET 關(guān)閉時(shí)）的電壓等于輸出電壓與由輸出整流器和輸出電容決定的電壓之和。在 toff 期間，輸出整流器二極管導(dǎo)通，向負(fù)載供電并對(duì)輸出電容充電。如果放大次級(jí)繞組電壓，如圖4所示，我們會(huì)看到電壓會(huì)隨二極管電流下降。這個(gè)斜率源于二極管動(dòng)態(tài)電阻 rd。

圖4.二極管動(dòng)態(tài)電阻對(duì)次級(jí)繞組電壓的影響

（仿真曲線）。

事實(shí)上，二極管上的壓降為兩個(gè)參數(shù)之和：

• 導(dǎo)通閾值：VT0

• 動(dòng)態(tài)電阻上的壓降：。

VT0 是一個(gè)因技術(shù)而異的參數(shù)，rd 則取決于給定二極管的工作點(diǎn)。輔助繞組上的電壓將呈現(xiàn)出與次級(jí)繞組電壓相同的形態(tài)，但其電壓值會(huì)受輔助匝數(shù)比的影響。借助圖4，我們可以輕松地發(fā)現(xiàn)，如果初級(jí)端控制器在消磁時(shí)間開(kāi)始時(shí)（即圖4中第一條垂直虛線出現(xiàn)的位置）對(duì)電壓采樣，則輸出電壓信息會(huì)受電流的影響。在滿(mǎn)載條件下，輸出電壓將比輕載工作條件下低。動(dòng)態(tài)電阻的存在是造成這一差異的原因。

為了正確地向控制器發(fā)出信息，我們的 PSR 電路精確檢測(cè)核心退磁的結(jié)束-輔助電壓拐點(diǎn)-在采樣該電壓前。這種技術(shù)自然得出一個(gè)正確的輸出電壓表達(dá)式。在實(shí)踐中，在控制器裸片內(nèi)，采樣保持電路連接到 Vs/ ZCD 引腳 - 用來(lái)檢測(cè)輔助電壓的零交越點(diǎn)和進(jìn)行 CV 調(diào)節(jié)的引腳 - 來(lái)實(shí)現(xiàn)此特性。然后將采樣信號(hào)與參考電壓進(jìn)行比較，并通過(guò)圖5所示的運(yùn)算跨導(dǎo)放大器（OTA）產(chǎn)生恒定電壓調(diào)節(jié)。

圖5 恒壓調(diào)節(jié)的簡(jiǎn)化示意圖。

圖6的波形顯示了與采樣過(guò)程有關(guān)的曲線。連接到紅色曲線（OTA）的信號(hào)與參考電壓進(jìn)行比較，并周期性地刷新，而不受輸出電流的影響。得益于這種方法，在輸出負(fù)載或輸入電壓的恒定電壓調(diào)節(jié)是準(zhǔn)確的。負(fù)載調(diào)節(jié)性能如圖7所示：在輸出功率范圍，我們實(shí)現(xiàn)了好0.5%的性能，這是一個(gè)傳統(tǒng)的、簡(jiǎn)單的基于輔助的轉(zhuǎn)換器不能達(dá)到的。

圖6 刷新電壓進(jìn)行 CV 調(diào)節(jié)。

圖7 恒定電壓調(diào)節(jié)用作在實(shí)驗(yàn)室中測(cè)量 PSR 控制器的負(fù)載電流和輸入電壓。

采用初級(jí)端調(diào)節(jié)拓?fù)涞墓β始?jí)平均模型

研究我們的轉(zhuǎn)換器的穩(wěn)定性的一個(gè)選擇是使用一個(gè)平均模型。為了創(chuàng)建這個(gè)模型，我們將使用參考文獻(xiàn)[ 1 ]中提到的90年代推出的脈沖寬度調(diào)制（PWM）開(kāi)關(guān)模型，并用于準(zhǔn)諧振（QR）工作。PWM 開(kāi)關(guān)背后的原理是建立一個(gè)由二極管和主 MOSFET 構(gòu)成的模型，其在開(kāi)關(guān)過(guò)程中產(chǎn)生不連續(xù)。這種方法形成一個(gè)簡(jiǎn)單的大信號(hào)三引腳模型，后線性化用于頻率響應(yīng)的研究。由于文獻(xiàn)中涵蓋了這種方法（參見(jiàn)參考文獻(xiàn)[ 1 ]和[ 2 ] ]，我們就不花費(fèi)更多的時(shí)間在這個(gè)主題上。

使用 PWM 開(kāi)關(guān)模型用于 QR 反激式拓?fù)?，可繪制出如圖8的原理圖。

圖8 反激轉(zhuǎn)換器中的PWM開(kāi)關(guān)模型。

此原理圖在變壓器周?chē)闪怂衅骷?，現(xiàn)在沒(méi)有簡(jiǎn)化。連接到次級(jí)繞組，我們可以確定輸出電容（Cout）及其等效串聯(lián)電阻（Resr1）和輸出負(fù)載（Rload）。在輔助繞組上，可見(jiàn)Vcc電容（CVcc）與 ESR（Resr2）串聯(lián)。同時(shí)，IC 已被建模，電阻 RIC 。最后，電阻也存在輔助繞組和 ZCD 引腳之間連接。在 SPICE 中仿真這個(gè)原理圖，我們可以提取功率級(jí)（Ctrl節(jié)點(diǎn)到Vout）的控制輸出波特圖。圖9顯示了結(jié)果。請(qǐng)注意，雖然仿真圖8原理圖中使用的器件值沒(méi)顯示，但這些值是實(shí)際應(yīng)用的代表。

圖9 功率級(jí)傳遞函數(shù)。

我們來(lái)選擇一個(gè)交越頻率 fc，在1千赫處。這是在快速瞬態(tài)響應(yīng)和良好的抗噪性之間一個(gè)很好的權(quán)衡。在 DCM 電流模式反激式轉(zhuǎn)換器中的右半平面零點(diǎn)（RHPZ）遠(yuǎn)離且不干擾我們。在這截止頻率處，功率級(jí)衰減測(cè)量為19.5分貝和相位為- 88.9°。

因?yàn)榉答佇盘?hào)由輔助繞組生成，我們需要建立一個(gè)與在 Vaux 節(jié)點(diǎn)觀察到的輸出相同的波特圖（圖10），相位形態(tài)沒(méi)有改變但幅值曲線受到變壓器匝數(shù)比的影響：

(1)

圖10 輔助繞組上的傳遞函數(shù)。

使用此平均模型配置，輸出端的所有器件都會(huì)自動(dòng)反映到輔助繞組。在這里，這兩個(gè)二極管都有可以忽略不計(jì)的動(dòng)態(tài)電阻，并視為短路。

功率級(jí)平均模型的簡(jiǎn)化

下一步將包括簡(jiǎn)化原理圖和減少器件的數(shù)量，而不改變傳遞函數(shù)。在圖8中的原理圖，我們看到有三個(gè)繞組：第一個(gè)繞組是初級(jí)繞組，第二個(gè)與功率傳輸（次級(jí)功率繞組）有關(guān)，而第三個(gè)繞組用于輸出電壓的測(cè)量。它也被設(shè)計(jì)用來(lái)為控制器供電（輔助繞組）。

由于最后的目標(biāo)是繪制開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)，我們將以單個(gè)次級(jí)端繞組盡量簡(jiǎn)化變壓器。所有的波特圖將不在本文顯示，第一步是要去掉 IC 的電阻，然后是 Vcc 電容。最后可能的簡(jiǎn)化是反映連接次級(jí)端到輔助繞組的器件。

讓我們把重點(diǎn)放在如圖11所示的變壓器上。和圖8比較，連接到輔助繞組的元件數(shù)量現(xiàn)在受限于 ZCD 引腳橋電阻。連接初級(jí)到電源次級(jí)和輔助繞組的匝數(shù)比分別記為 NPS 和 NPA

其中

圖11 變壓器及次級(jí)器件。簡(jiǎn)化這個(gè)原理圖將使我們能夠簡(jiǎn)化功率級(jí)平均模型。

為了更清晰易懂，我們將分為兩步。首先，輸出電容和電阻負(fù)載被反映到初級(jí)端，如圖12所示。然后，這些元素將從初級(jí)到輔助繞組被反映出來(lái)。

圖12 輸出電容和負(fù)載反映到初級(jí)端。

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