一.引言

PWM(脈寬調(diào)制)開關(guān)電源基本原理是通過對輸出電壓采樣，并把采樣的結(jié)果反饋給控制電路，控制電路把它與基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，根據(jù)比較結(jié)果控制脈寬調(diào)制器輸出占空比，達(dá)到調(diào)整輸出電壓的目的。反饋環(huán)路作為開關(guān)電源設(shè)計中的一部分，承擔(dān)著輸入級和輸出級的“紐帶”角色，不僅要穩(wěn)定地把輸出采樣信號傳輸?shù)捷斎爰夒娐?，而且自身不能影響輸出特性。傳統(tǒng)的反饋電路是由穩(wěn)壓器和光電耦合器構(gòu)成的隔離電路，此結(jié)構(gòu)會造成變換器在啟動過程中輸出電壓過沖。

本文根據(jù)傳統(tǒng)反饋電路的構(gòu)成，提出了一種正激式反饋電路的改進(jìn)方法，可以有效抑制輸出過沖，并且在電路結(jié)構(gòu)上不做很大的改動，滿足工程應(yīng)用要求。

2.輸出電路和反饋電路

2．1 反饋功率級和輸出電路

正激式電路輸出結(jié)構(gòu)由輸出整流、濾波及反饋電路的功率級構(gòu)成,，如圖1所示。

輸出級電路由整流管(D3)，續(xù)流管(D4)和濾波電路(L1、L5 )構(gòu)成，反饋電路功率級由整流(D1，C1)和線性調(diào)整電路(R1、D2、C2、Q1、C3，)構(gòu)成。

初始狀態(tài)，VOUT和BIAS都是接地狀態(tài)。上電以后，BIAS電壓會很快上升到D2的穩(wěn)壓值范圍，而VOUT因?yàn)橐?jīng)過輸出濾波電路，限制了上升速度。

2．2 傳統(tǒng)的反饋電路

圖2是傳統(tǒng)的反饋電路，由基準(zhǔn)電壓源、光電耦合器和外圍元件構(gòu)成。根據(jù)電源輸出特性分析計算，可對各阻容合理取值。

最初VOUT的電壓為零，R6此時視為接地。當(dāng)BIAS電壓升高時，電流經(jīng)R2和E1流過C7，R4和C6的并聯(lián)回路最終由R6／／R7，到地。此時R6／／R7，的值會大于R2，故A處節(jié)點(diǎn)電壓高于TLV431內(nèi)部參考值(1．25V)，導(dǎo)致TLV431的陰極端電壓下降。

隨著VOUT電壓升高，C6和C7，電容器上的電荷累積，陰極電壓升高的速度開始也會加快，一段時間后，隨著VOUT電壓的持續(xù)增大，陰極電壓升高的速度會減慢，接著會開始負(fù)增長。因?yàn)榱鹘?jīng)R6的電流在下降，而且最終會反向流動(當(dāng)VOUT電壓高于TLV431的參考電壓時)。R6上電流的改變會導(dǎo)致流過R4的電流下降接著反向，導(dǎo)致C6和C7，開始放電。

因此，TLV431陰極上的電壓先升高，當(dāng)VOUT在A點(diǎn)分壓值超過參考值(1．25V)時又開始降低。TLV431實(shí)際是一個集成的誤差信號放大器，由于啟動的時候陰極電壓過高，控制器會增大占空比使輸出電壓過沖，以補(bǔ)償當(dāng)時的下沖，并且通過C6和C7，上累計的電荷表現(xiàn)出來。

2．3 傳統(tǒng)的反饋電路實(shí)測

圖2中的試驗(yàn)電路中元器件參數(shù)如下：

R6=3．08k， R7=1．87k，R4=1k，R2=1k

C6=1μF，C7=3300pF，BIAS為5．3V

TLV431陰極電壓計算如下：

R6初始電流=1．25V／3．08kΩ=405．844μA

(此時VOUT為零，電流是反向的)

R7初始電流=1．25V／1．87kΩ=668．449μA

R3，初始電流=R2：初始電流+R1。初始電流=1．074mA

R3初始電壓=R3初始電流×R3=1．074V

TLV431陰極電壓=R3，初始電壓+參考電壓=1．074V+1．25V =2．324V

圖3中的波形就是三個電路節(jié)點(diǎn)的電壓波形對比。從圖3可以看出，預(yù)設(shè)輸出電壓3．3V，電壓最高達(dá)到4．8V，輸出電壓的過沖很大。

3 改進(jìn)的反饋電路

3．1 改進(jìn)的反饋電路

從上述的原理出發(fā)，改進(jìn)的思路為給基準(zhǔn)電壓源(TLV431)提供一個預(yù)設(shè)電壓，使之能夠提前開始調(diào)節(jié)電壓。然后再慢慢地將這個信號減弱直至零，這樣就可以完全避免過沖。改進(jìn)電路的原理圖如圖4所示。

為了在接通時實(shí)現(xiàn)所需的預(yù)設(shè)電壓(1．3V，如圖3)，將電阻(Rx)加在BIAS和R6、R7節(jié)點(diǎn)之間的電路，這樣就產(chǎn)生了必須的偏置電流以偏置R6和R7節(jié)點(diǎn)，使之稍大于電壓基準(zhǔn)源的參考值(1．25V)而不用吸收電壓基準(zhǔn)源輸出的流過R4的電流。

電壓基準(zhǔn)源的陰極電壓此時小于等于輸出所需的調(diào)節(jié)電壓，VOUT電壓的增大會提高R6、R7節(jié)點(diǎn)的電壓，導(dǎo)致電壓基準(zhǔn)源的陰極從光耦中吸取更多的電流，從而會關(guān)斷控制器輸出。但是，為了在電源輸出電壓升高的情況下降低流過電阻Rx的電流，可以在電阻Rx上串聯(lián)一個電容Cx 。開關(guān)電源的輸出會在上電大概兩毫秒內(nèi)達(dá)到3.3V的輸出電壓值，因此，必須在兩毫秒之后給電容Cx加電。而且此電容要滿足放電之后，能旁路此回路，控制器在關(guān)斷后期內(nèi)又能重新充電的要求。要達(dá)到此要求，需要把Rx和Cx通過二極管Dx連接到R6、R7，的節(jié)點(diǎn)，下拉電阻Ry連接到Cx和Dx的節(jié)點(diǎn)上。

3．2 改進(jìn)的反饋電路實(shí)測

圖4中增加的元器件參數(shù)如下：

Rx，=(BIAS-1．25V)／1．074mA=3．8kΩ；

要達(dá)到兩毫秒放電50％ ，不讓輸出電壓過沖，所需的電容：

Cx=2ms／Rx *ln2=0．76μF；

Ry選取時只要不影響Cx放電就好，可以適

當(dāng)大一點(diǎn)，選取100kΩ；

Dx選擇常用的肖特基二極管1N914。

圖5是圖4電路試驗(yàn)后的波形圖。從圖5中可以看出，輸出電壓過沖完全被抑制了。

4 結(jié)語

本文提出的傳統(tǒng)開關(guān)電源反饋電路的改進(jìn)方法，實(shí)現(xiàn)了輸出電壓過沖完全抑制。這種方法在正激式電路中得到了驗(yàn)證，并可以推廣到和正激式電路類似的諸如全橋、半橋或者推挽拓?fù)渲小４烁倪M(jìn)電路理論參數(shù)計算簡單，在實(shí)際工作中易于調(diào)試，具有很高的實(shí)用價值。