1.引言

隨著單端反激變換器在高頻高壓場(chǎng)合的應(yīng)用,變壓器寄生參數(shù)的控制對(duì)電路的正常運(yùn)行以及性能優(yōu)化尤為關(guān)鍵。文中對(duì)變壓器分布電容對(duì)電路的影響進(jìn)行了透徹分析,給出了一般性的模型,并以高輸入電壓低輸出電壓場(chǎng)合為例,對(duì)該模型進(jìn)行了等效處理,繼而詳細(xì)分析了分布電容對(duì)電路工作產(chǎn)生的影響,歸納出有意義的結(jié)論,并基于以上研究,提出控制寄生參數(shù)的工程方法,并通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了文中分析的正確性及抑制方法的實(shí)用性。

隨著應(yīng)用場(chǎng)合輸入、輸出電壓等級(jí)的提高,以及為適應(yīng)小型化要求而采用更高開(kāi)關(guān)頻率的發(fā)展趨勢(shì)下,反激變換器的正常運(yùn)行及性能優(yōu)化越來(lái)越受到其變壓器寄生參數(shù)的限制。變壓器的寄生參數(shù)主要是漏感和分布電容。很多研究人員對(duì)該變換器中變壓器漏感已作了詳實(shí)的研究,得出很多有意義的結(jié)論。本文主要針對(duì)變壓器另一重要的寄生參數(shù)———分布電容對(duì)電路工作的影響進(jìn)行研究,探討變壓器漏感與分布電容的有效控制措施及合理匹配方案,從而優(yōu)化整機(jī)性能。首先給出計(jì)及漏感和分布電容的變壓器模型,繼而給出了變壓器分布電容對(duì)電路工作的影響,分析了具體的工作模態(tài),從而歸納出一些有意義的結(jié)論?；谝陨涎芯?提出控制寄生參數(shù)及合理匹配漏感和分布電容的措施。

2 .設(shè)計(jì)及分布電容的變壓器模型

很多文獻(xiàn)在討論變壓器寄生參數(shù)對(duì)反激變換器整機(jī)工作的影響時(shí),只對(duì)漏感進(jìn)行了詳細(xì)的討論,而忽略了分布電容的影響,這在開(kāi)關(guān)頻率相對(duì)較低情況下尚可接受,但隨著開(kāi)關(guān)頻率的提高及輸入輸出電壓等級(jí)的提高,分布電容對(duì)整機(jī)工作的影響程度會(huì)大大增加,采用只考慮漏感的變壓器模型已無(wú)法準(zhǔn)確預(yù)測(cè)變換器的工作情況及解釋實(shí)際工作中出現(xiàn)的一些特殊現(xiàn)象,必須采用同時(shí)考慮漏感和分布電容的變壓器模型,來(lái)逼近真實(shí)情況。

有一篇文章中（《R Piieto , R Asensi , J A Cobos , et al. Model of the capacitiveeffects in magnetic components [ A ] . PESC 1995 [ C ] .Atlanta , GA , USA , 1995. 6782683.》）給出四種僅考慮分布電容時(shí)的變壓器模型,這些模型具有不同的精度,適用于開(kāi)關(guān)電源的EMI 傳導(dǎo)分析,并不適合于實(shí)際電路分析。采用有限元分析方法,進(jìn)行數(shù)值求解可獲得較精確的變壓器模型,但計(jì)算量較大。經(jīng)過(guò)對(duì)比分析,本文認(rèn)為變壓器模型較為適用于工程應(yīng)用分析,其中兩繞組的變壓器可以用圖1 所示的二端口網(wǎng)絡(luò)表示。變壓器模型由電感、電容、電阻和一個(gè)兩繞組的理想變壓器組成。其中,Ls1 、Ls2 、Lm 分別表示原副邊漏感和磁化電感; R1 、R2 、Rm 分別代表與原副邊銅損及變壓器鐵損相對(duì)應(yīng)的折算阻值,這三個(gè)參數(shù)均與開(kāi)關(guān)頻率有一定關(guān)系。Cs1 、Cs2 分別代表原邊、副邊的匝間電容, Cs12 代表原邊繞組與副邊繞組之間的分布電容。

作為機(jī)內(nèi)輔助電源,反激變換器較多地應(yīng)用于輸入高壓、輸出低壓的場(chǎng)合,在原理分析及設(shè)計(jì)中,上述模型可作進(jìn)一步的等效簡(jiǎn)化處理。因原邊匝數(shù)一般較多,常繞成多層結(jié)構(gòu),原邊繞組等效分布電容和漏感均較大,而對(duì)于高壓輸入,開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換時(shí)分布電容儲(chǔ)能變化較大,對(duì)變換器產(chǎn)生的影響也較大。而副邊匝數(shù)一般較少,等效分布電容和漏感均較小,且輸出低壓,分布電容儲(chǔ)能變化較小,相應(yīng)產(chǎn)生的影響也較小,故忽略副邊繞組的寄生參數(shù)。從而得到圖2 所示的簡(jiǎn)化等效模型。

3.分布電容對(duì)反激變換器的影響

文中以圖3 所示RCD 箝位反激變換器在DCM工作模式下的情況為例,分析變壓器分布電容對(duì)高壓高頻反激變換器的影響,給出主要工作模態(tài)分析。

在分析之前,作如下假設(shè): (1) 箝位二極管D1為理想器件,所有電感、電容均為理想元件; (2) 輸出濾波電容Co 足夠大。

計(jì)及分布電容和漏感后,變換器每周期共有圖4 所示的5 個(gè)主要工作模態(tài), 圖5 給出主要工作波形。

(1) 模態(tài)1 [ t0～ t1 ]

開(kāi)關(guān)管S 開(kāi)通之前,變壓器繞組電壓電流為零, Cs 儲(chǔ)能為零, S 承受的電壓為VDS = Vin 。t = t0時(shí)刻, S 導(dǎo)通,等效分布電容Cs 兩端電壓將發(fā)生變化,電容Cs 通過(guò)開(kāi)關(guān)管充電,在輸入電壓一定時(shí),充電電流幅值取決于開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通速度。至t = t1時(shí)刻,開(kāi)關(guān)管完全導(dǎo)通,即Cs 兩端電壓等于Vin 時(shí),原邊電流才開(kāi)始線(xiàn)性上升。如圖4 (a) 所示。

(2) 模態(tài)2 [ t1～ t2 ]

如圖4 (b) 所示,在t1 ～ t2 時(shí)段內(nèi),開(kāi)關(guān)管S 處于通態(tài),原邊電流線(xiàn)性上升,磁化電感儲(chǔ)存能量。

(3) 模態(tài)3 [ t2～ t3 ]

如圖4 (c) 所示, t2 時(shí)刻, S 管關(guān)斷,但由于Ls和Cs 之間的能量交換以及S 管結(jié)電容充電,Lm 中的磁化電流不能迅速傳遞到副邊,具有一定的延遲時(shí)間。在此期間內(nèi),變壓器原邊漏感會(huì)產(chǎn)生幅度很高的反電勢(shì),如果不對(duì)它進(jìn)行吸收,它會(huì)與變壓器初級(jí)線(xiàn)圈之間的分布電容進(jìn)行來(lái)回充放電,即產(chǎn)生高頻振鈴。加上RCD 箝位網(wǎng)絡(luò)后,由于箝位電容C 充電時(shí)與變壓器初級(jí)線(xiàn)圈之間的分布電容并聯(lián), C 的作用會(huì)使產(chǎn)生振鈴的頻率大大降低,幅度也降低。此能量轉(zhuǎn)換過(guò)程將一直持續(xù)到t3 時(shí)刻,等效分布電容充電至VCs = - Vo/n。

(4) 模態(tài)4 [ t3～ t4 ]

t3 時(shí)刻,等效分布電容充電至VCs = - Vo/n ,副邊二極管導(dǎo)通,變壓器磁化電流線(xiàn)性下降。在此模態(tài)中原邊開(kāi)關(guān)管S 承受的電壓為: VDS = Vin + Vo/n ,直至t4 時(shí)刻,Lm 中能量傳遞結(jié)束。

(5) 模態(tài)5 [ t4～ t5 ]

t4 時(shí)刻,磁化電感能量釋放完畢,副邊二極管關(guān)斷。繞組分布電容與漏感、功率管漏源寄生電容發(fā)生諧振,VCs 、VDS波形出現(xiàn)振蕩,其振蕩衰減過(guò)程與電路阻尼程度有關(guān)。

由上分析可見(jiàn),高頻高壓反激變換器中變壓器分布電容對(duì)電路的影響可以歸納為:

(1) 原副邊繞組的寄生電容會(huì)對(duì)電路產(chǎn)生影響。在繞組電壓發(fā)生變化時(shí),分布電容中的能量發(fā)生變化,就會(huì)在變壓器內(nèi)部和主電路回路中產(chǎn)生高頻的振蕩環(huán)流,使變壓器和功率器件的損耗增加,并且產(chǎn)生高頻電磁輻射。如果采用峰值電流控制,采樣到的原邊電流波形的正確性直接影響到變換器的閉環(huán)穩(wěn)定性。

(2) 變壓器繞組電壓越高,分布電容儲(chǔ)存的能量越大,在開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通瞬間,這部分能量瞬時(shí)流動(dòng),在變壓器內(nèi)部及主電路中產(chǎn)生較大電流尖峰,影響開(kāi)關(guān)管工作的可靠性。所以,應(yīng)對(duì)變壓器分布電容進(jìn)行合理控制。

(3) 開(kāi)關(guān)管開(kāi)通速度越快,繞組電壓的變化速度就越快,從而繞組分布電容中的能量流動(dòng)也會(huì)越快,形成較大電流尖峰。開(kāi)關(guān)管開(kāi)通速度較慢,雖然能夠減小分布電容引起的電流尖峰幅值,但會(huì)使尖峰持續(xù)時(shí)間變長(zhǎng),為此需采用較大的濾波元件,造成電流的相移,不利于系統(tǒng)閉環(huán)設(shè)計(jì)。為此必須合理設(shè)計(jì)驅(qū)動(dòng)電路,控制開(kāi)關(guān)管開(kāi)通速度,使其與電路其他參數(shù)匹配。

4.減小變壓器分布電容影響的控制方法

減小變壓器分布電容影響的控制方法主要從變壓器的工藝設(shè)計(jì)來(lái)考慮,可以采用Z 型繞法、分段式繞法或蜂窩式繞法,這些方法都可不同程度地減少變壓器的分布電容 ,但這些繞制工藝都相對(duì)復(fù)雜,而且會(huì)降低窗口利用率。而且當(dāng)變壓器采用常規(guī)繞法,分布電容已經(jīng)很小時(shí),再通過(guò)改善繞法來(lái)減小分布電容的效果已不明顯。而且這些工藝方法都有一個(gè)共同特點(diǎn),即在減小分布電容的同時(shí),漏感可能會(huì)稍有增大,如果一味地減小分布電容必然導(dǎo)致漏感增加,這種做法不能為電路正常工作所允許,又會(huì)出現(xiàn)新的問(wèn)題。

除了采用改進(jìn)變壓器繞制工藝的方法來(lái)減小分布電容之外,仍可考慮從提高電路的抗干擾方面著手改進(jìn),峰值電流控制型變換器采用斜坡補(bǔ)償,可以使性能得到很大改善。峰值電流控制是一種固定時(shí)鐘開(kāi)啟、峰值電流關(guān)斷的控制方法。誤差電壓信號(hào)送至PWM比較器后,并不是像電壓模式那樣與振蕩電路產(chǎn)生的固定三角波電壓斜坡比較,而是與一個(gè)變化的其峰值代表輸出電感電流峰值的三角波或梯形尖角狀合成波形信號(hào)比較,然后得到PWM 脈沖關(guān)斷時(shí)刻。因此峰值電流控制不是用電壓誤差信號(hào)直接控制PWM 脈沖寬度,而是直接控制輸出側(cè)的電感電流大小,然后間接地控制PWM 脈沖寬度。又因電流控制型變換器在占空比大于0.5 時(shí),存在開(kāi)環(huán)不穩(wěn)定性,進(jìn)行斜坡補(bǔ)償后電源才能正常工作[10 ] 。然而在小電感紋波電流下斜坡補(bǔ)償也是十分必要的。因?yàn)殡娏餍涂刂品绞叫枰秒姼须娏髯鳛榭刂谱兞?所以希望電感電流是一個(gè)干凈的鋸齒波形。當(dāng)電感電流上升斜率較小時(shí),電流在導(dǎo)通期間變化小,對(duì)噪聲的敏感程度升高,尤其在開(kāi)關(guān)管開(kāi)通時(shí)刻,由于電流控制信號(hào)來(lái)自主電路,功率級(jí)電路中的諧振會(huì)給控制環(huán)帶來(lái)噪聲,特別是變壓器寄生電容和輸出二極管反向恢復(fù)電流產(chǎn)生的電流波形前沿尖峰,是很麻煩的噪聲源。而斜坡補(bǔ)償相當(dāng)于增加了電流上升斜率,使電流在開(kāi)通時(shí)間內(nèi)變化量變大,因而起到了抑制干擾的作用,可以解決高壓小功率場(chǎng)合及輕載時(shí)的不穩(wěn)現(xiàn)象。

加入斜坡補(bǔ)償?shù)姆椒ㄓ袃煞N,一種是在誤差電壓處加入斜坡補(bǔ)償電壓,另一種是在采樣電壓處加入斜坡補(bǔ)償。補(bǔ)償斜坡可以由振蕩器獲得。兩種補(bǔ)償方法其結(jié)果是等效的,由于后者便于實(shí)現(xiàn),故在文中采用。圖6 給出斜坡補(bǔ)償電路,電流控制芯片為UC3842。振蕩器鋸齒波電壓的峰峰值ΔVOSC經(jīng)射極跟隨器后,再經(jīng)R1 和R2 構(gòu)成的分壓網(wǎng)絡(luò),產(chǎn)生斜坡補(bǔ)償電壓疊加到電流反饋電壓上,實(shí)現(xiàn)斜坡補(bǔ)償。R1 和R2 的值決定了斜坡補(bǔ)償量。耦合電容C1 去掉了振蕩器電壓的直流分量,僅將交流分量耦合到R2 。電容C2 和R1 組成RC 濾波電路,抑制反饋電流上升沿瞬時(shí)脈沖的干擾。CT 和RS 是定時(shí)電容和電流檢測(cè)電阻。

5.實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證上述分析,設(shè)計(jì)了一個(gè)300V 輸入、15V輸出,采用峰值電流控制,工作于DCM 模式的反激變換器。變壓器采用GU18/11 ,原邊采用Ф0.1mm漆包線(xiàn),共86 匝,副邊采用Ф0.4mm 漆包線(xiàn),共7匝, 采用原-副-原的三明治繞法, 開(kāi)關(guān)頻率為200kHz。

圖7 給出原邊電流波形,上通道為開(kāi)關(guān)管S 的驅(qū)動(dòng)波形,下通道為原邊電流波形?？梢?jiàn),變壓器較大分布電容的存在,引起很大的電流干擾,采用RC濾波很難濾除,輕載時(shí)變換器會(huì)出現(xiàn)不穩(wěn)定現(xiàn)象。

多次改進(jìn)變壓器繞制方法后,因高壓場(chǎng)合絕緣和繞線(xiàn)匝數(shù)多等因素的限制,分布電容仍相對(duì)較大,對(duì)干擾電流的抑制作用不明顯。于是通過(guò)外加斜坡補(bǔ)償來(lái)提高電路抗干擾能力。圖8 給出外加斜坡補(bǔ)償后的原邊采樣電流波形,以及原邊開(kāi)關(guān)管漏源電壓波形及副邊電流波形。

對(duì)比圖7 和圖8 可見(jiàn),在高頻高壓場(chǎng)合,分布電容會(huì)引起原邊電流較大尖峰,不利于閉環(huán)控制,在輕載時(shí),會(huì)引起變換器不穩(wěn)定工作。合理地控制分布電容并通過(guò)外加斜坡補(bǔ)償來(lái)提高電路的抗干擾性能,效果明顯,從而驗(yàn)證了文中分析。

6.小結(jié)

隨著反激變換器開(kāi)關(guān)頻率的進(jìn)一步提高,分布電容對(duì)整機(jī)工作的影響已不容忽視。特別是在高頻高壓場(chǎng)合,因輸入電壓較高,匝間電容儲(chǔ)能的增加會(huì)明顯影響電源的穩(wěn)壓精度、穩(wěn)定性及整體效率。本文對(duì)變壓器分布電容對(duì)電路的影響進(jìn)行了透徹分析,給出了變壓器模型,繼而詳細(xì)分析了分布電容對(duì)電路工作產(chǎn)生的影響,歸納出有意義的結(jié)論,并基于以上研究,提出控制寄生參數(shù)的工程方法,并通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了文中分析的正確性及抑制方法的實(shí)用性。