一、DCDC開(kāi)關(guān)電源原理

（1）BUCK降壓

狀態(tài)一:當(dāng)S1閉合時(shí)，輸入的能量從電容 C1，通過(guò) S1—>電感器 L1—>電容器 C2—>負(fù)載 RL供電，此時(shí)電感器 L1 同時(shí)也在儲(chǔ)存能量，可以得到加在 L1上的電壓為: Vin-Vo=L*di/dton。

狀態(tài)二:當(dāng) S2 關(guān)斷時(shí)，能量不再是從輸入端獲得，而是通過(guò)續(xù)流回路，從電感器 L1 存儲(chǔ)的能量—>電容 C2—>負(fù)載 RL—>二極管 D1，此時(shí)可得式子: L*di/dtoof= Vo，最后我們可以得出 Vo/Vin=D，而 Vo 永遠(yuǎn)是小于 Vin 的，因?yàn)檎伎毡?D≤1。

各個(gè)件的作用:

輸入電容器(C1) 用于使輸入電壓平穩(wěn)；

輸出電容器(C2) 負(fù)責(zé)使輸出電壓平穩(wěn)；

位二極管(D1) 在開(kāi)關(guān)開(kāi)路時(shí)為電感器提供一條電流通路；

電感器(L1) 用于存儲(chǔ)即將傳送至負(fù)載的能量；

（2）BOOST升壓

下圖是升壓轉(zhuǎn)換器(Boost)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，電感 L是一個(gè)儲(chǔ)能元件，當(dāng)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通的時(shí)候，輸入的電壓對(duì)電感充電，形成的回路是:輸入 Vi—>電感L—>開(kāi)關(guān)管 Q；當(dāng)開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，輸入的能量和電感能量一起向輸出提供能量，形成的回路是:輸入 Vi—>電感L—>二極管 D—>電容 C—>負(fù)載 RL，因此這時(shí)候輸出的電壓肯定就比輸入的電壓高，從而實(shí)現(xiàn)升壓。

（3）BUCK-BOOST極性反轉(zhuǎn)升降壓型

狀態(tài)一: 開(kāi)關(guān)管開(kāi)通，二極管 D 反向截止，電感器儲(chǔ)能，電流回路為: 輸入 Vin —>開(kāi)關(guān)管 Q—>電感器 L;

狀態(tài)二: 開(kāi)關(guān)管關(guān)斷，二極管 D 正向?qū)ɡm(xù)流，電流回路為:電感器 —>電容 C—>負(fù)載 RL—>二極管 D；

根據(jù)公式 Vo=VinxD/(1-D) 中知道，當(dāng)D=0.5時(shí)，Vo=Vin:當(dāng)D<0.5時(shí)，Vo0.5時(shí)，Vo>Vin（升壓）。這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)我們很容易得到了負(fù)向的電壓，當(dāng)某些場(chǎng)合不想用隔離變壓器拉抽頭的方式的時(shí)候我們可以用這種方式來(lái)實(shí)現(xiàn)負(fù)電壓。

二、重要傳輸

1、同步與非同步

同步是采用通態(tài)電阻極低的專(zhuān)用功率 MOSFET，來(lái)取代整流二極管以降低整流損耗的一項(xiàng)新技術(shù)。它能大大提高 DC/DC 變換器的效率并且不存在由肖特基勢(shì)壘電壓而造成的死區(qū)電壓。功率 MOSFET 屬于電壓控制型器件，它在導(dǎo)通時(shí)的伏安特性呈線性關(guān)系。用功率 MOSFET 做整流器時(shí)，要求柵極電壓必須與被整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱(chēng)之為同步整流。

（1）同步的優(yōu)缺點(diǎn)

①M(fèi)OSFET具有較的電壓降

在 MOSFES 的參數(shù)中有一個(gè)很重要的參數(shù)那就是MOSFES 的導(dǎo)通電阻 Rds_on ，一般情況MOSFES 的導(dǎo)通電阻 Rds_on 是非常小的。一般都為毫歐級(jí)別，所以 MOSFES 在導(dǎo)通之后的壓降非常比較低的。

②效率高

在相同的條件下，一般的 MOS 管的導(dǎo)通電壓降遠(yuǎn)運(yùn)小于普通肖特基二極管的正向?qū)▔航档?，所以在電流不變的情況下，MOS 管的損耗功率是運(yùn)運(yùn)比二極管小的，所以說(shuō)使用 MOS 管的效率會(huì)比使用二極管的效率會(huì)高。

③需要額外的控制電路

MOS 管需要驅(qū)動(dòng)電路的，所以說(shuō)同步的需要為 MOS 管額外添加一個(gè)控制電路，使得上下兩個(gè)MOS 管能夠同步，而非同步的二極管是自然整流的，所以不需要額外添加驅(qū)動(dòng)控制電路，所以所先對(duì)非同步，同步的電路也會(huì)比較復(fù)雜。

④成本較高

由于一般相同 MOS的價(jià)格比二極管高，而且 MOS管還需要驅(qū)動(dòng)電路，驅(qū)動(dòng) IC，所以在成本上同步的比非同步的制造成本相對(duì)會(huì)貴一些，生產(chǎn)的流程工藝也會(huì)復(fù)雜一些。

（2）非同步的優(yōu)缺點(diǎn)

①在輸出電流變化的情況下，極管的電壓降相當(dāng)恒定

當(dāng)續(xù)流二極管正向?qū)〞r(shí)，輸出電流變化，二極管的正向壓降是恒定不變的，鍺管的壓降為 0.2-0.3V,硅管的壓降為 0.7V。

②效率低

因?yàn)槎O管的電壓降恒定，所以當(dāng)流過(guò)二極管的電流很大的時(shí)候，原本在二極管上很小的電壓再乘以電流之后，輸出的電壓很低的時(shí)候，這時(shí)候的二極管的小電壓降就占了很大的比重，它的消耗功率就很可觀了，所以在大電流的時(shí)候效率就會(huì)減低了。

③比較便宜

大家都知道的二極管的價(jià)格肯定是比 MOS 的價(jià)格便宜的，這里說(shuō)是可以是同等條件下的，大家都是用同一個(gè)襯底的情況下。

④可采用較高輸出電壓

在輸入電壓比較高的時(shí)候使用是比較好的，因?yàn)樵谳敵鲭妷焊邥r(shí)，二極管的正向?qū)▔簝r(jià)所占的比重就很小，對(duì)效率的影響就比較低，而且它的電路結(jié)構(gòu)比較簡(jiǎn)單，不需要外加控制電路，生產(chǎn)的工藝流程也會(huì)比較簡(jiǎn)單。

2、效率

如果要求效率比較高，而成本高一點(diǎn)無(wú)所謂的話，那么必定是要選擇的同步的。上面也提到了，MOS管損耗小，可以提高效率，但它也比較貴，成本也高。

3、隔離與非隔離

由于許多應(yīng)用中都需要輸入/輸出隔離，所以基于 Buck、Boost、Buck-Boost 這三種拓?fù)渫茖?dǎo)出了其他的常用拓?fù)?反激式，正激式， 推挽式，半橋式， 全橋式。

隔離式變換器在輸入和輸出之間沒(méi)有電流回路，原副邊不同地；

變壓器通過(guò)磁場(chǎng)將能量從初級(jí)耦合至次級(jí)隔離式變換器通常在需要提供初級(jí)至次級(jí)；

不同地，高可靠性、防雷、耐高壓等，如隔離的醫(yī)療電源；

并非標(biāo)準(zhǔn)負(fù)載點(diǎn)電源(POL解決方案所常用；

優(yōu)點(diǎn)：

保護(hù)人員、設(shè)備免遭感應(yīng)在隔離另一端的危險(xiǎn)瞬態(tài)電壓損害；

去除隔離電路之間的接地環(huán)路以改善抗噪聲能力；

在系統(tǒng)中輕松完成輸出接線，而不與主接地發(fā)生沖突；

缺點(diǎn)：

體積較大，或同等體積的功率較小；

4、工作模式（Burst Mode-CCM）

①跳躍模式PWM

在輕負(fù)載時(shí)， PWM 轉(zhuǎn)換器能自動(dòng)切換至一種“低功耗”模式以最大限度地減少電池電流消耗，該模式有時(shí)被稱(chēng)為“ PFM” 但實(shí)際上是一個(gè)間歇式地接通和關(guān)斷的固定頻率。

根據(jù)左邊和右邊的波形我們可以看到，左邊的是經(jīng)典的 PWM 模式，右邊的圖是在輕載或者時(shí)的 PWM 跳躍模式的波形，跳躍模式中的 PWM 的頻率降低，所以開(kāi)關(guān)損耗減少了。如果我們從輸出電壓紋波來(lái)看的話，紋波是變大了，因?yàn)樗@種模式下已經(jīng)不是每個(gè)周期都調(diào)整 PWM，而是反饋信號(hào)到了窗口比較器的上限或者下限的時(shí)候才做出調(diào)整。

②電壓控制模式

當(dāng)輸出電壓增加時(shí)，反饋電壓Vfb增加，而負(fù)反饋誤差放大器的輸出減少。因此，占空比減小。輸出電壓被拉回，使Vfb= Vref。只有一個(gè)控制環(huán)路來(lái)調(diào)節(jié)輸出。這種方案稱(chēng)為電壓模式控制。

③電流控制模式

電流模式控制使用兩種反饋環(huán)路:類(lèi)似于電壓模式控制轉(zhuǎn)換器控制環(huán)路的外電壓環(huán)路，以及將電流信號(hào)饋送回控制環(huán)路的內(nèi)電流環(huán)路。環(huán)路補(bǔ)償簡(jiǎn)單，更快速地限制電流。

5、MOSFET選擇要點(diǎn)

IGSS表示柵極驅(qū)動(dòng)漏電流，越小越好。

VGS(th)表示的是MOS的開(kāi)啟電壓。

RDS(ON)表示MOS的導(dǎo)通電阻，通常導(dǎo)通電阻越小越好，其決定MOS的導(dǎo)通損耗，導(dǎo)通電阻越大損耗越大。

6、輸入電壓，輸入電流，輸出電壓

7、功耗

8、紋波和噪聲

9、上電時(shí)序

三、DCDC芯片引腳說(shuō)明（TPS54331為例）

TPS54331數(shù)據(jù)手冊(cè)鏈接：TPS54331 Datasheet(PDF) - Texas Instruments (alldatasheet.com)

參考電路

1、EN引腳電阻

EN 引腳具有一個(gè)內(nèi)部提升電流源，當(dāng)EN引腳浮動(dòng)時(shí)可提供TPS54331運(yùn)行的默認(rèn)條件。

當(dāng) VIN 引腳電壓降至內(nèi)部 VIN UVLO 閾值以下時(shí)，該TPS54331被禁用。除非 VIN 大于 （VOUT + 2V），否則建議使用外部 VIN UVLO 來(lái)增加遲滯。要通過(guò)遲滯調(diào)節(jié) VIN UVLO，請(qǐng)使用連接到 EN 引腳的外部電路。

一旦EN電壓超過(guò)1.25V，就會(huì)增加額外的3uA遲滯。使用公式 可計(jì)算所需的 VIN UVLO 閾值電壓所需的電阻值。VSTART是輸入啟動(dòng)閾值電壓，VSTOP是輸入停止閾值電壓，VEN是1.25V的使能閾值電壓，VSTOP應(yīng)始終大于 3.5V。

2、SS引腳/緩啟動(dòng)電容引腳

TPS54331有效地使用內(nèi)部基準(zhǔn)電壓的較低電壓或SS引腳電壓作為饋入EROR放大器的電源基準(zhǔn)電壓，并相應(yīng)地調(diào)節(jié)輸出。SS 引腳接地上的電容器 （Css） 可實(shí)現(xiàn)較慢的靜態(tài)時(shí)間。TPS54331具有一個(gè) 2uA 的內(nèi)部提升電流源，該電流源對(duì)外部慢啟動(dòng)電容器進(jìn)行調(diào)節(jié)，慢啟動(dòng)時(shí)間（10% 至 90%）的公式如下。Vref為0.8V，lss電流為2uA。

慢啟動(dòng)時(shí)間應(yīng)設(shè)置在1ms至10ms之間，以確保良好的啟動(dòng)行為。起步緩慢電容器應(yīng)不超過(guò)27nF。

軟啟動(dòng)的設(shè)置。根據(jù)電壓?jiǎn)?dòng)需要的次序設(shè)置幾個(gè)電源模塊的SS的電容。使其產(chǎn)生需要的上電次序。注意: 電容設(shè)置過(guò)大會(huì)造成電源啟動(dòng)過(guò)緩，出現(xiàn)CPU啟動(dòng)異常的現(xiàn)象。太小會(huì)出現(xiàn)電源啟動(dòng)不起來(lái)的情況。

3、輸入電容

TPS54331需要一個(gè)輸入去耦電容，根據(jù)不同的應(yīng)用，需要一個(gè)大容量輸入電容。去耦電容的典型推薦值為10uf。推薦使用高質(zhì)量的陶瓷型號(hào)X5R或X7R。額定電壓應(yīng)大于最大輸入電壓。只要滿足所有其他要求，就可以使用較小的值。此外，一些散裝電容可能需要，特別是如果TPS54331電路不位于約2英寸從輸入電壓源。該電容的值并不重要，但應(yīng)額定以處理最大輸入電壓，包括紋波電壓，并應(yīng)過(guò)濾輸出，使輸入紋波電壓是可接受的。

該輸入紋波電壓公式如下表示，其中l(wèi)out(MAX)為最大負(fù)載電流，fsw為開(kāi)關(guān)頻率，CBULK為大容量電容值，ESRmax為大容量電容的最大串聯(lián)電阻。

輸入電容近CBULK似計(jì)算公式：

最大RMS紋波電流也需要檢查。在最壞的情況下。這可以用下面公式近似表示

同樣重要的是要注意，實(shí)際輸入電壓紋波將受到與布局和電壓源輸出阻抗相關(guān)的寄生效應(yīng)的極大影響。該電路的實(shí)際輸入電壓紋波顯示在設(shè)計(jì)參數(shù)中，它大于計(jì)算值。所選的散裝電容器和旁路電容器的額定電壓均為50 V，紋波電流容量大于3a，兩者都提供了充足的余量。在任何情況下都不能超過(guò)電壓和電流的最大額定值。

4、輸出電感

需要為輸出濾波器選擇兩個(gè)組件L1 和 C2。由于TPS54331是外部的補(bǔ)償裝置，可以支持各種濾波器組件類(lèi)型和值。

感值高 - 紋波電流??；

感值低 - 紋波電流大；

紋波電流是決定磁芯損耗的要素；

減少功率電感損耗的重要參數(shù)不僅包括開(kāi)關(guān)頻率，還包括紋波電流；

要計(jì)算輸出電感的最小值，請(qǐng)使用公式 ：

Kind是表示電感紋波電流相對(duì)于最大輸出電流的量的系數(shù)，一般情況下，該值由設(shè)計(jì)者自行決定;但是，可以使用以下指導(dǎo)方針。對(duì)于使用低ESR輸出電容器(如陶瓷)的設(shè)計(jì)，可以使用高達(dá)Kip = 0.3的值。當(dāng)使用更高ESR輸出電容時(shí)，Kind = 0.2產(chǎn)生更好的結(jié)果。

對(duì)于輸出濾波器電感來(lái)說(shuō)，重要的是不要超過(guò)RMS電流和飽和電流，RMS電感電流公式如下：

電感峰值電流公式如下：

只要滿足其他設(shè)計(jì)要求，就可以根據(jù)設(shè)計(jì)人員希望允許的紋波電流的大小使用更小或更大的電感值。較大的電感值將具有較低的交流電流并導(dǎo)致較低的輸出電壓紋波，而較小的電感值將增加電流和輸出電壓紋波。一般來(lái)說(shuō)，用于TPS54331的電感值在6.8 uH至47uH的范圍內(nèi)。

5、輸出電容

輸出電容的重要設(shè)計(jì)因素是直流額定電壓、紋波電流額定值和等效串聯(lián)電阻(ESR)。不能超過(guò)直流電壓和紋波電流，ESR很重要，因?yàn)樗c電感電流一起決定了輸出紋波電壓的大小。輸出電容的實(shí)際值并不重要，但確實(shí)存在一些實(shí)際限制?？紤]設(shè)計(jì)所需的閉環(huán)交叉頻率與輸出濾波器的LC角頻率之間的關(guān)系。一般來(lái)說(shuō)，保持閉環(huán)交叉頻率小于開(kāi)關(guān)頻率的1/5是可取的。對(duì)于高開(kāi)關(guān)頻率，如本設(shè)計(jì)的570KHz頻率，tps54331的內(nèi)部電路限制將實(shí)際最大交叉頻率限制在25 KHz左右。一般情況下，閉環(huán)交頻應(yīng)高于由負(fù)載阻抗和輸出電容決定的轉(zhuǎn)角頻率。這限制了輸出濾波器的最小電容值為：

其中Ro為輸出負(fù)載阻抗(V/lo)， fco為期望的交叉頻率。對(duì)于期望的最大交叉頻率為25Khz，輸出電容的最小值約為5.8uF。這可能不滿足輸出紋波電壓的要求。輸出紋波電壓計(jì)算公式如下:

式中Nc為并聯(lián)輸出電容的個(gè)數(shù)。

輸出電容的最大ESR由初始設(shè)計(jì)參數(shù)中規(guī)定的允許輸出紋波量決定。輸出紋波電壓為電感紋波電流乘以輸出濾波器的ESR，因此總輸出RMS紋波電流公式如下：

選擇的輸出電容額定電壓必須大于期望輸出電壓加上紋波電壓的1/2。任何降額金額也必須包括在內(nèi)。輸出電容的最大有效值紋波電流由設(shè)計(jì)參數(shù)給出。

6、輸出電壓設(shè)置

TPS54331的輸出電壓是外部可調(diào)的，使用電阻分壓器網(wǎng)絡(luò)。參考電路中，該分頻網(wǎng)絡(luò)由R5和R6組成。輸出電壓與電阻分壓器的關(guān)系如式如下:（Vref=0.8V）

過(guò)壓保護(hù)設(shè)置（可查看第8點(diǎn)）：R6<=VSENSE/Ivsense=0.8V/10uA=80K

當(dāng)使用標(biāo)準(zhǔn)值電阻器時(shí)，稍微增加或減少R5可以導(dǎo)致更緊密的輸出電壓匹配。零歐姆電阻R4提供了一個(gè)方便的地方修改控制回路穩(wěn)定性測(cè)試。

7、過(guò)流保護(hù)和頻移

TPS54331實(shí)現(xiàn)了電流模式控制，它使用COMP引腳電壓一個(gè)周期一個(gè)周期地關(guān)斷高側(cè)場(chǎng)效應(yīng)管。每個(gè)周期比較開(kāi)關(guān)電流和COMP引腳電壓，當(dāng)電感電流峰值與COMP引腳電壓相交時(shí)，高位開(kāi)關(guān)關(guān)閉。在拉低輸出電壓的過(guò)流條件下，誤差放大器通過(guò)驅(qū)動(dòng)COMP引腳高來(lái)響應(yīng)，導(dǎo)致開(kāi)關(guān)電流增加，限制了輸出電流。

TPS54331在短路期間提供強(qiáng)大的保護(hù)。在輸出端短路時(shí)，輸出電感有過(guò)流失控的可能。TPS54331通過(guò)降低開(kāi)關(guān)頻率來(lái)增加短路條件下的斷開(kāi)時(shí)間，從而解決了這個(gè)問(wèn)題。開(kāi)關(guān)頻率除以2/8/4。2和1在VSENSE引腳上的電壓從0V上升到0.8V。開(kāi)關(guān)頻率與VSENSE引腳電壓的關(guān)系如下。

8、過(guò)壓保護(hù)（VSENCE=0.8V/Fsw=570kHZ）

TPS54331集成了過(guò)壓瞬態(tài)保護(hù)(OVTP)電路，在從輸出故障條件或強(qiáng)卸載瞬態(tài)恢復(fù)時(shí)最大限度地減少輸出電壓過(guò)調(diào)。OVTP電路包括一個(gè)過(guò)電壓比較器，用于比較VSENSE引腳電壓和內(nèi)部閾值。當(dāng)VSENSE電壓高于109% x Vref時(shí)，高側(cè)MOSFET將被迫關(guān)閉。當(dāng)VSENSE引腳電壓降至107% x Vref以下時(shí)，高側(cè)MOSFET將再次啟用。

輸出電壓設(shè)置電阻R6<=VSENSE/Ivsense=0.8V/10uA=80K（R6阻值必須小于80K）

9、剪切頻率要高于由負(fù)載阻抗和輸出電容確定的角頻率

考慮設(shè)計(jì)所需的閉環(huán)交叉頻率與輸出濾波器的LC角頻率之間的關(guān)系。一般來(lái)說(shuō)，保持閉環(huán)交叉頻率小于開(kāi)關(guān)頻率的1/5。對(duì)于高開(kāi)關(guān)頻率，如本設(shè)計(jì)的570kHz頻率，tps54331的內(nèi)部電路限制將實(shí)際最大交叉頻率限制在25 kHz左右。一般情況下，閉環(huán)交頻應(yīng)高于由負(fù)載阻抗和輸出電容決定的轉(zhuǎn)角頻率。這限制了輸出濾波器的最小電容值為：

其中Ro為輸出負(fù)載阻抗(V/lo)， fco為期望的交叉頻率。對(duì)于期望的最大交叉25khz，輸出電容的最小值約為5.8uF，這可能不滿足輸出紋波電壓的要求。

10、續(xù)流二極管/肖特基二極管

TPS54331設(shè)計(jì)用于在PH和GND之間使用外部捕獲二極管。所選二極管必須滿足應(yīng)用的絕對(duì)最大額定值:反向電壓必須高于PH引腳的最大電壓，即VINMAX + 0.5 V。峰值電流必須大于lOUTMAX加上電感器峰值電流的一半。為了提高效率，正向壓降應(yīng)該小。值得注意的是，捕獲二極管導(dǎo)通時(shí)間通常比高側(cè)場(chǎng)效應(yīng)管導(dǎo)通時(shí)間長(zhǎng)，因此注意二極管參數(shù)可以顯著提高整體效率。此外，檢查所選擇的器件是否能夠消除功率損耗。對(duì)于本設(shè)計(jì)，a二極管選用B340A，反向電壓40v，正向電流3a，正向壓降0.5 V。

11、環(huán)路設(shè)計(jì)/補(bǔ)償組件

環(huán)路設(shè)計(jì)指標(biāo):剪切頻率、相位裕量、增益裕量。

（1）剪切頻率:有的文檔上叫穿越頻率，是指環(huán)路增益為0dB時(shí)對(duì)應(yīng)的頻率。剪切頻率越高，響應(yīng)速度越快，但更容易引起環(huán)路不穩(wěn)定或振蕩；剪切頻率過(guò)低，則環(huán)路瞬態(tài)響應(yīng)不夠，可能導(dǎo)致輸出電壓異常。通常剪切頻率設(shè)計(jì)為開(kāi)關(guān)頻率的1/10~1/20， 瞬態(tài)響應(yīng)不足的系統(tǒng)往往其剪切頻率低于10KHz，此時(shí)環(huán)路處于過(guò)度補(bǔ)償?shù)臓顟B(tài)。

（2）瞬態(tài)響應(yīng):主要表征因負(fù)載變化而引起的輸出電壓變化，瞬態(tài)響應(yīng)越差，則相同負(fù)載變化引起的輸出電壓變化越大。

（3）相位/增益裕量:相位裕量一一當(dāng)環(huán)路增益為0時(shí)，對(duì)應(yīng)的信號(hào)相位與“180”的差值；增益裕量一一當(dāng)信號(hào)相位為“0”時(shí)，對(duì)應(yīng)的負(fù)增益量。表征開(kāi)關(guān)電源的穩(wěn)定度，如相位裕量或(和) 增益裕量不夠，則可能因溫度、PCB布局布線以及器件個(gè)體差異等影響，使系統(tǒng)進(jìn)入不穩(wěn)定或振蕩的狀態(tài)。足夠穩(wěn)定的開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)，一般應(yīng)使相位裕量>=45°，增益裕量<=10dB。

補(bǔ)償組件

與TPS54331一起使用的外部補(bǔ)償允許廣泛的輸出濾波器配置。支持電容值和電介質(zhì)類(lèi)型的大范圍。設(shè)計(jì)示例使用陶瓷x5r介電輸出電容器，但支持其他類(lèi)型。

TPS54331建議采用ii型補(bǔ)償方案。選擇補(bǔ)償元件來(lái)設(shè)置輸出濾波器元件所需的閉環(huán)交叉頻率和相位裕度。i型補(bǔ)償具有以下特點(diǎn):一個(gè)直流增益元件，一個(gè)低頻極和一個(gè)中頻零極對(duì)。

直流增益公式如下：

設(shè)置低頻極，使交叉頻率處的增益等于調(diào)制器和輸出濾波器增益的倒數(shù)。由于極點(diǎn)和零點(diǎn)關(guān)系所建立的關(guān)系，RZ計(jì)算公式如下:

已知RZ，則Cz和Cp計(jì)算如下:

參考電路中補(bǔ)償組件設(shè)計(jì)

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https://blog.csdn.net/weixin_52856735/article/details/140901739

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