當(dāng)提到通信系統(tǒng)時(shí)，比起單端電路，差分電路總是能提供更加 優(yōu)良的性能。它們具有更高的線性度、抗共模干擾信號(hào)性能等。但是，對(duì)于差分電路還是有很多謎團(tuán)。某些RF工程師認(rèn)為很難設(shè)計(jì)、測(cè)試和調(diào)試它們。對(duì)于差分濾波器尤其如此。是時(shí)候揭開差分濾波器設(shè)計(jì)的神秘面紗了。

要做到這一點(diǎn)，我們要從通信系統(tǒng)接收鏈中的IF級(jí)濾波器開 始。我們將介紹基本濾波器的一些重要規(guī)格概念、幾類常用濾 波器的響應(yīng)、切比雪夫1型濾波器應(yīng)用，以及如何從單端濾波器 設(shè)計(jì)開始，然后將其轉(zhuǎn)化為差分濾波器設(shè)計(jì)。我們還將考察一 個(gè)差分濾波器設(shè)計(jì)示例，并討論有關(guān)如何優(yōu)化差分電路PCB設(shè)計(jì)的若干要點(diǎn)。

用戶利用差分電路可以達(dá)到比利用單端電路更高的信號(hào)幅度。 在相同電源電壓下，差分信號(hào)可提供兩倍于單端信號(hào)的幅度。 它還能提供更好的線性度和SNR性能。

圖1. 差分輸出振幅

差分電路對(duì)外部EMI和附近信號(hào)的串?dāng)_具有很好的抗擾性。這是 因?yàn)榻邮盏挠杏眯盘?hào)電壓加倍，噪聲對(duì)緊密耦合走線的影響在 理論上是相同的，它們彼此抵消。

差分信號(hào)產(chǎn)生的EMI往往也較低。這是因?yàn)樾盘?hào)電平的變化(dV/ dt或dI/dt)產(chǎn)生相反的磁場，再次相互抵消。

差分信號(hào)可抑制偶數(shù)階諧波。以下展示了連續(xù)波(CW)通過一個(gè) 增益模塊的示例。當(dāng)使用一個(gè)單端放大器時(shí)，如圖2所示，輸出 可表示為公式1和公式2。

圖2. 單端放大器

當(dāng)使用一個(gè)差分放大器時(shí)，輸入和輸出如圖3所示，表示為公式 3、公式4、公式5和公式6。

圖3. 差分放大器

理想情況下，輸出沒有任何偶數(shù)階諧波，使得差分電路成為通信系統(tǒng)一個(gè)更好的選擇。

濾波器規(guī)格截止頻率、轉(zhuǎn)折頻率或拐點(diǎn)頻率是系統(tǒng)頻率響應(yīng)的邊界，此時(shí)流經(jīng)系統(tǒng)的能量開始減少(衰減或反射)，而不是自由通過。

圖4. 3 dB截止頻率點(diǎn)

帶內(nèi)紋波指通帶內(nèi)插入損耗的波動(dòng)。

圖5. 帶內(nèi)紋波

相位線性度指相移與目標(biāo)頻率范圍內(nèi)的頻率成比例的程度。

圖6. 相位線性度

群延時(shí)衡量一個(gè)穿過受測(cè)器件的信號(hào)的各種正弦成分幅度包絡(luò)的時(shí)間延遲，它與各成分的頻率相關(guān)。

圖7. 群延時(shí)

濾波器比較

表1. 濾波器比較

圖8. 巴特沃茲濾波器S21響應(yīng)

圖9. 橢圓濾波器S21響應(yīng)

圖10. 貝塞爾濾波器S21響應(yīng)。

圖11. 切比雪夫I型濾波器S21響應(yīng)

圖12. 切比雪夫II型濾波器S21響應(yīng)

通信接收鏈中的IF濾波器基本上是低通濾波器或帶通濾波器。它用于抑制混疊信號(hào)以及有源器件產(chǎn)生的雜散。這些雜散包括諧波和IMD產(chǎn)物等。利用該濾波器，接收鏈可提供高SNR的信號(hào)供ADC分析。

切比雪夫I型濾波器具有良好的帶內(nèi)平坦度，阻帶內(nèi)滾降迅速且無均衡紋波響應(yīng)，因而選擇它作為拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

由于接收機(jī)IF濾波器用于抑制雜散和混疊信號(hào)，因此阻帶滾降越快越好。但更快的滾降意味著要使用更高階器件。一般不推薦采用很高階的濾波器，原因如下：

• 在設(shè)計(jì)和調(diào)試階段調(diào)諧困難。

• 量產(chǎn)困難：電容間和電感間存在差異，會(huì)造成每塊PCB板上的濾波器難以具有相同的響應(yīng)。

• PCB尺寸較大。

一般使用七階或更低階的濾波器。同時(shí)，當(dāng)器件的階數(shù)相同時(shí)，若能承受更大的帶內(nèi)紋波，則可以選用更快的阻帶滾降。

然后所需的響應(yīng)通過指定選定頻率點(diǎn)需要的衰減來定義。

為了確定通帶中的最大紋波量，應(yīng)使該規(guī)格等于系統(tǒng)要求的最大限值。這樣有助于獲得更快的阻帶滾降。

使用濾波器軟件，如MathCad,? MATLAB,? 或ADS來設(shè)計(jì)單端低通濾波器。

或者手動(dòng)設(shè)計(jì)濾波器。Chris Bowick的RF電路設(shè)計(jì)提供了很有用 的指南。

為了確定過濾器的順序，通過濾波器的截止頻率將其分開使加入的頻率標(biāo)準(zhǔn)化。

例如，若要求帶內(nèi)紋波為0.1 dB，3 dB截止頻率為100 MHz。在 250 MHz時(shí)，要求抑制性能為28 dB，所以頻率比為2.5。三階低通 濾波器可滿足這一要求。如果濾波器的源阻抗為200 Ω，濾波器 的負(fù)載阻抗也是200 Ω，則RS/RL為1 — 使用電容作為第一元件。這樣用戶獲得歸一化的C1 = 1.433, L2 = 1.594, C3 = 1.433。如果fc為100 MHz，使用公式7和公式8獲得最終結(jié)果。

其中：

CSCALED為最終電容值。LSCALED為最終電感值。Cn為低通原型電容元件值。Ln為低通原型電感元件值。RL為最終負(fù)載電阻值。fc為最終截止頻率。C1SCALED= 1.433/(2π × 100 × 106 × 200) = 11.4 pFL2SCALED= (1.594 × 200)/(2π × 100 × 106) = 507.4 nHC3SCALED= 11.4 pF

電路如圖13所示。

圖13. 單端濾波器示例

將單端濾波器轉(zhuǎn)化為差分濾波器(參見圖14)。

圖14. 單端濾波器轉(zhuǎn)化為差分濾波器

對(duì)各元件使用實(shí)際值，更新后的濾波器如圖15所示。

圖15. 最終差分濾波器

注意，如果混頻器或IF放大器的輸出阻抗以及ADC的輸入阻抗為容性，則考慮使用電容作為第一元件和最后元件會(huì)更好。另外，第一電容和最后電容的容值調(diào)諧速率(至少0.5 pF)必須高于混頻器或IF放大器的輸出阻抗以及ADC輸入阻抗的容值。否則，調(diào)諧濾波器響應(yīng)將非常困難。

在通信系統(tǒng)中，當(dāng)IF頻率相當(dāng)高時(shí)，需要濾除某些低頻雜散，例如半IF雜散。為此需設(shè)計(jì)帶通濾波器。對(duì)于帶通濾波器，低頻抑制和高頻抑制不必對(duì)稱。設(shè)計(jì)帶通抗混疊濾波器的簡單方法是先設(shè)計(jì)一個(gè)低通濾波器，然后在濾波器最后一級(jí)的分流電容上并聯(lián)一個(gè)分流電感，用以限制低頻成分(分流電感是一個(gè)高通諧振極點(diǎn))。如果一級(jí)高通電感還不夠，可在第一級(jí)分流電容上再并聯(lián)一個(gè)分流電感，從而更好地抑制低頻雜散。增加分流電感之后，再次調(diào)諧所有元件以獲得正確的帶外抑制規(guī)格，然后最終確定濾波器元件值。

注意，對(duì)于帶通濾波器，一般不建議使用串聯(lián)電容，因?yàn)檫@會(huì)增加調(diào)諧和調(diào)試的難度。電容值通常相當(dāng)小，會(huì)受到寄生電容很大的影響。

以下是ADL5201 和AD6641 間濾波器設(shè)計(jì)的示例。ADL5201是一款高性能IF數(shù)字控制增益放大器(DGA)，針對(duì)基站實(shí)IF接收機(jī)應(yīng)用或數(shù)字預(yù)失真(DPD)觀測(cè)路徑而設(shè)計(jì)。它具有30 dB增益控制范圍，線性度極高，OIP3達(dá)到50 dBm，電壓增益約為20 dB。 AD6641是 一款250 MHz帶寬DPD觀測(cè)接收機(jī)，集成一個(gè)12位500 MSPS ADC、一個(gè)16,000 × 12 FIFO和一個(gè)多模式后端，允許用戶通過串行端口檢索數(shù)據(jù)。該濾波器示例是一個(gè)DPD應(yīng)用。

下面是取自一個(gè)實(shí)際通信系統(tǒng)設(shè)計(jì)的一些帶通濾波器規(guī)格：

• 中心頻率：368.4 MHz

• 帶寬：240 MHz

• 輸入和輸出阻抗：150Ω

• 帶內(nèi)紋波：0.2 dB

• 插入損耗：1 dB

• 帶外抑制：30 dB (614.4 MHz時(shí))

要完成該示例設(shè)計(jì)：

1. 從單端低通濾波器設(shè)計(jì)開始(參見圖16)。

圖16. 單端低通濾波器

2. 將單端濾波器變?yōu)椴罘譃V波器。源阻抗和負(fù)載阻抗保持不變，所有電容并聯(lián)，所有串聯(lián)電感減半并放在另一差分路徑中(參見圖17)。

圖17. 采用理想元件的差分低通濾波器

3. 用實(shí)際值優(yōu)化元件的理想值(參見圖18)。

圖18. 采用實(shí)際值的差分低通濾波器

4. 對(duì)于子系統(tǒng)級(jí)仿真，應(yīng)在輸入端增加ADL5201 DGA S參數(shù)文件，并使用壓控電壓源來模擬濾波器輸出端的 AD6641 ADC。為將低通濾波器變?yōu)閹V波器，增加兩個(gè)分流電感：L7與C9并聯(lián)，L8與C11并聯(lián)。C12代表AD6641輸入電容。R3和R4是放在AD6641輸入端的兩個(gè)負(fù)載電阻，用作濾波器的負(fù)載。AD6641輸入為高阻抗。調(diào)諧后的情況參見圖19。

圖19. 差分帶通濾波器

5. 采用理想元件的仿真結(jié)果如圖20所示。

圖20. 采用理想電感的濾波器傳輸響應(yīng)

6. 用實(shí)際器件(例如Murata LQW18A)的電感S參數(shù)文件代替所有理想電感。插入損耗比使用理想電感略高。仿真結(jié)果略有變化，如圖21所示。

圖21. 采用Murata LQW18A電感的濾波器傳輸響應(yīng)

成對(duì)差分走線的長度須相同。此規(guī)則源自這一事實(shí)：差分接收器檢測(cè)正負(fù)信號(hào)跨過彼此的點(diǎn)，即交越點(diǎn)。因此，信號(hào)須同時(shí)到達(dá)接收器才能正常工作。

差分對(duì)內(nèi)的走線布線須彼此靠近。如果一對(duì)中的相鄰線路之間的距離大于電介質(zhì)厚度的2倍，則其間的耦合會(huì)很小。此規(guī)則也是基于差分信號(hào)相等但相反這一事實(shí)，如果外部噪聲同等地干擾兩個(gè)信號(hào)，則其影響會(huì)互相抵消。同樣，如果走線并排布線，則差分信號(hào)在相鄰導(dǎo)線中引起的任何干擾噪聲都會(huì)被抵消。

同一差分對(duì)內(nèi)的走線間距在全長范圍內(nèi)須保持不變。如果差分走線彼此靠近布線，它們將影響總阻抗。如果此間距在驅(qū)動(dòng)器與接收器之間變化不定，則一路上會(huì)存在阻抗不匹配，導(dǎo)致反射。

差分對(duì)之間的間距應(yīng)較寬，以使其間的串?dāng)_最小。

如果在同一層上使用銅皮鋪地，應(yīng)加大從差分走線到銅皮鋪地之間的間隙。推薦最小間隙為走線寬度的3倍。

在靠近差分對(duì)內(nèi)偏斜源處引入少量彎彎曲曲的校正，從而降低 這種偏斜(參見圖22)。

圖22. 使用彎曲校正

差分對(duì)布線時(shí)，應(yīng)避免急轉(zhuǎn)彎(90°)(參見圖23)。

圖23. 避免90°彎曲

差分對(duì)布線時(shí)，應(yīng)使用對(duì)稱布線(參見圖24)。若需要測(cè)試點(diǎn)， 應(yīng)避免引入走線分支，而且測(cè)試點(diǎn)應(yīng)對(duì)稱放置(參見圖25)。

圖24. 對(duì)稱布線指南

圖25. 避免走線分支

就降低對(duì)濾波器元件值的要求，減少印刷電路板(PCB)上的調(diào) 諧工作量而言，寄生電容和電感應(yīng)盡可能小。與濾波器設(shè)計(jì) 中的電感設(shè)計(jì)值相比，寄生電感可能微不足道。寄生電容對(duì) 差分IF濾波器更為重要。IF濾波器設(shè)計(jì)中的電容只有幾pF。如 果寄生電容達(dá)到數(shù)十分之一pF，濾波器響應(yīng)就會(huì)受到相當(dāng)大的 影響。為了防止寄生電容影響，一個(gè)良好的做法是避免差分 布線區(qū)域和電源扼流圈下有任何接地或電源層。

ADI公司接收器參考設(shè)計(jì)板(參見圖26)提供了差分濾波器PCB布局 的一個(gè)示例。這顯示了ADL5201和AD6649之間有一個(gè)五階濾波 器。AD6649是一款14位250 MHz流水線式ADC，具有非常好的SNR 性能。

圖26. 差分電路PCB布局設(shè)計(jì)示例

差分電路可以為設(shè)計(jì)師提供一些重要優(yōu)勢(shì)?；蛟S使用差分電路最大的挑戰(zhàn)就是拋開它們難于設(shè)計(jì)、測(cè)試和校正的想法。一旦 您仔細(xì)觀察過如何使用差分濾波器后，您會(huì)發(fā)現(xiàn)自己正在使用 RF設(shè)計(jì)的重要新工具。