運(yùn)算放大器是差分輸入、單端輸出的極高增益放大器，常用于高精度模擬電路，因此必須精確測(cè)量其性能。但在開(kāi)環(huán)測(cè)量中，其開(kāi)環(huán)增益可能高達(dá)107或更高，而拾取、雜散電流或塞貝克（熱電偶）效應(yīng)可能會(huì)在放大器輸入端產(chǎn)生非常小的電壓，這樣誤差將難以避免。

通過(guò)使用伺服環(huán)路，可以大大簡(jiǎn)化測(cè)量過(guò)程，強(qiáng)制放大器輸入調(diào)零，使得待測(cè)放大器能夠測(cè)量自身的誤差。圖1顯示了一個(gè)運(yùn)用該原理的多功能電路，它利用一個(gè)輔助運(yùn)放作為積分器，來(lái)建立一個(gè)具有極高直流開(kāi)環(huán)增益的穩(wěn)定環(huán)路。開(kāi)關(guān)為執(zhí)行下面所述的各種測(cè)試提供了便利。

圖1. 基本運(yùn)算放大器測(cè)量電路

圖1所示電路能夠?qū)⒋蟛糠譁y(cè)量誤差降至最低，支持精確測(cè)量大量直流和少量交流參數(shù)。附加的“輔助”運(yùn)算放大器無(wú)需具有比待測(cè)運(yùn)算放大器更好的性能，其直流開(kāi)環(huán)增益最好能達(dá)到106或更高。如果待測(cè)器件(DUT)的失調(diào)電壓可能超過(guò)幾mV，則輔助運(yùn)放應(yīng)采用±15 V電源供電（如果DUT的輸入失調(diào)電壓可能超過(guò)10 mV，則需要減小99.9 kΩ電阻R3的阻值。）

DUT的電源電壓+V和–V幅度相等、極性相反。總電源電壓理所當(dāng)然是2 × V。該電路使用對(duì)稱電源，即使“單電源”運(yùn)放也是如此，因?yàn)橄到y(tǒng)的地以電源的中間電壓為參考。

作為積分器的輔助放大器在直流時(shí)配置為開(kāi)環(huán)（最高增益），但其輸入電阻和反饋電容將其帶寬限制為幾Hz。這意味著，DUT輸出端的直流電壓被輔助放大器以最高增益放大，并通過(guò)一個(gè)1000:1衰減器施加于DUT的同相輸入端。負(fù)反饋將DUT輸出驅(qū)動(dòng)至地電位。

（事實(shí)上，實(shí)際電壓是輔助放大器的失調(diào)電壓，更精確地說(shuō)是該失調(diào)電壓加上輔助放大器的偏置電流在100 kΩ電阻上引起的壓降，但它非常接近地電位，因此無(wú)關(guān)緊要，特別是考慮到測(cè)量期間此點(diǎn)的電壓變化不大可能超過(guò)幾mV）。

測(cè)試點(diǎn)TP1上的電壓是施加于DUT輸入端的校正電壓（與誤差在幅度上相等）的1000倍，約為數(shù)十mV或更大，因此可以相當(dāng)輕松地進(jìn)行測(cè)量。

理想運(yùn)算放大器的失調(diào)電壓(Vos)為0，即當(dāng)兩個(gè)輸入端連在一起并保持中間電源電壓時(shí)，輸出電壓同樣為中間電源電壓。現(xiàn)實(shí)中的運(yùn)算放大器則具有幾微伏到幾毫伏不等的失調(diào)電壓，因此必須將此范圍內(nèi)的電壓施加于輸入端，使輸出處于中間電位。

圖2給出了最基本測(cè)試——失調(diào)電壓測(cè)量的配置。當(dāng)TP1上的電壓為DUT失調(diào)電壓的1000倍時(shí)，DUT輸出電壓處于地電位。

圖2. 失調(diào)電壓測(cè)量

理想運(yùn)算放大器具有無(wú)限大的輸入阻抗，無(wú)電流流入其輸入端。但在現(xiàn)實(shí)中，會(huì)有少量“偏置”電流流入反相和同相輸入端（分別為Ib–和Ib+），它們會(huì)在高阻抗電路中引起顯著的失調(diào)電壓。根據(jù)運(yùn)算放大器類型的不同，這種偏置電流可能為幾fA（1 fA = 10–15 A，每隔幾微秒流過(guò)一個(gè)電子）至幾nA；在某些超快速運(yùn)算放大器中，甚至達(dá)到1 - 2 μA。圖3顯示如何測(cè)量這些電流。

圖3. 失調(diào)和偏置電流測(cè)量

該電路與圖2的失調(diào)電壓電路基本相同，只是DUT輸入端增加了兩個(gè)串聯(lián)電阻R6和R7。這些電阻可以通過(guò)開(kāi)關(guān)S1和S2短路。當(dāng)兩個(gè)開(kāi)關(guān)均閉合時(shí)，該電路與圖2完全相同。當(dāng)S1斷開(kāi)時(shí)，反相輸入端的偏置電流流入Rs，電壓差增加到失調(diào)電壓上。通過(guò)測(cè)量TP1的電壓變化(=1000 Ib–×Rs)，可以計(jì)算出Ib–。同樣，當(dāng)S1閉合且S2斷開(kāi)時(shí)，可以測(cè)量Ib+。如果先在S1和S2均閉合時(shí)測(cè)量TP1的電壓，然后在S1和S2均斷開(kāi)時(shí)再次測(cè)量TP1的電壓，則通過(guò)該電壓的變化可以測(cè)算出“輸入失調(diào)電流”Ios，即Ib+與Ib–之差。R6和R7的阻值取決于要測(cè)量的電流大小。

如果Ib的值在5 pA左右，則會(huì)用到大電阻，使用該電路將非常困難，可能需要使用其它技術(shù)，牽涉到Ib給低泄漏電容（用于代替Rs）充電的速率。

當(dāng)S1和S2閉合時(shí)，Ios仍會(huì)流入100 Ω電阻，導(dǎo)致Vos誤差，但在計(jì)算時(shí)通常可以忽略它，除非Ios足夠大，產(chǎn)生的誤差大于實(shí)測(cè)Vos的1%。

運(yùn)算放大器的開(kāi)環(huán)直流增益可能非常高，107以上的增益也并非罕見(jiàn)，但250,000到2,000,000的增益更為常見(jiàn)。直流增益的測(cè)量方法是通過(guò)S6切換DUT輸出端與1 V基準(zhǔn)電壓之間的R5，迫使DUT的輸出改變一定的量（圖4中為1 V，但如果器件采用足夠大的電源供電，可以規(guī)定為10 V）。如果R5處于+1 V，若要使輔助放大器的輸入保持在0附近不變，DUT輸出必須變?yōu)楱C1 V。

圖4. 直流增益測(cè)量

TP1的電壓變化衰減1000:1后輸入DUT，導(dǎo)致輸出改變1 V，由此很容易計(jì)算增益(= 1000 × 1 V/TP1)。

為了測(cè)量開(kāi)環(huán)交流增益，需要在DUT輸入端注入一個(gè)所需頻率的小交流信號(hào)，并測(cè)量相應(yīng)的輸出信號(hào)（圖5中的TP2）。完成后，輔助放大器繼續(xù)使DUT輸出端的平均直流電平保持穩(wěn)定。

圖5. 交流增益測(cè)量

圖 5 中，交流信號(hào)通過(guò) 10,000:1 的衰減器施加于 DUT 輸入端。對(duì)于開(kāi)環(huán)增益可能接近直流值的低頻測(cè)量，必須使用如此大的衰減值。（例如，在增益為 1,000,000 的頻率時(shí)，1 V rms 信號(hào)會(huì)將 100 μV 施加于放大器輸入端，放大器則試圖提供 100 Vrms 輸出，導(dǎo)致放大器飽和。）因此，交流測(cè)量的頻率一般是幾百 Hz 到開(kāi)環(huán)增益降至 1 時(shí)的頻率；在需要低頻增益數(shù)據(jù)時(shí)，應(yīng)非常小心地利用較低的輸入幅度進(jìn)行測(cè)量。所示的簡(jiǎn)單衰減器只能在 100 kHz 以下的頻率工作，即使小心處理了雜散電容也不能超過(guò)該頻率。如果涉及到更高的頻率，則需要使用更復(fù)雜的電路。

運(yùn)算放大器的共模抑制比(CMRR)指共模電壓變化導(dǎo)致的失調(diào)電壓視在變化與所施加的共模電壓變化之比。在 DC 時(shí)，它一般在 80 dB 至 120 dB 之間，但在高頻時(shí)會(huì)降低。測(cè)試電路非常適合測(cè)量 CMRR（圖 6）。它不是將共模電壓施加于 DUT 輸入端，以免低電平效應(yīng)破壞測(cè)量，而是改變電源電壓（相對(duì)于輸入的同一方向，即共模方向），電路其余部分則保持不變。

圖 6. 直流 CMRR 測(cè)量

在圖 6 所示電路中，在 TP1 測(cè)量失調(diào)電壓，電源電壓為±V（本例中為+2.5 V 和–2.5 V），并且兩個(gè)電源電壓再次上移+1 V（至+3.5 V 和–1.5 V）。失調(diào)電壓的變化對(duì)應(yīng)于 1 V 的共模電壓變化，因此直流 CMRR 為失調(diào)電壓與 1 V 之比。

CMRR 衡量失調(diào)電壓相對(duì)于共模電壓的變化，總電源電壓則保持不變。電源抑制比(PSRR)則相反，它是指失調(diào)電壓的變化與總電源電壓的變化之比，共模電壓保持中間電源電壓不變（圖7）。

圖 7. 直流 PSRR 測(cè)量

所用的電路完全相同，不同之處在于總電源電壓發(fā)生改變，而共模電平保持不變。本例中，電源電壓從+2.5 V 和–2.5 V 切換到+3 V 和–3 V，總電源電壓從 5 V 變到 6 V。共模電壓仍然保持中間電源電壓。計(jì)算方法也相同(1000 × TP1/1 V)。

為了測(cè)量交流 CMRR 和 PSRR，需要用電壓來(lái)調(diào)制電源電壓，如圖 8 和圖 9 所示。DUT 繼續(xù)在直流開(kāi)環(huán)下工作，但確切的增益由交流負(fù)反饋決定（圖中為 100 倍）。

圖 8. 交流 CMRR 測(cè)量

為了測(cè)量交流 CMRR，利用幅度為 1 V 峰值的交流電壓調(diào)制DUT 的正負(fù)電源。兩個(gè)電源的調(diào)制同相，因此實(shí)際的電源電壓為穩(wěn)定的直流電壓，但共模電壓是 2V 峰峰值的正弦波，導(dǎo)致 DUT 輸出包括一個(gè)在 TP2 測(cè)量的交流電壓。

如果 TP2 的交流電壓具有 x V 峰值的幅度（2x V 峰峰值），則折合到 DUT 輸入端（即放大 100 倍交流增益之前）的 CMRR為 x/100 V，并且 CMRR 為該值與 1 V 峰值的比值。交流PSRR的測(cè)量方法是將交流電壓施加于相位相差180°的正負(fù)電源，從而調(diào)制電源電壓的幅度（本例中同樣是 1 V 峰值、2 V 峰峰值），而共模電壓仍然保持穩(wěn)定的直流電壓。計(jì)算方法與上一參數(shù)的計(jì)算方法非常相似。

圖 9. 交流 PSRR 測(cè)量

總結(jié)

當(dāng)然，運(yùn)算放大器還有許多其它參數(shù)可能需要測(cè)量，而且還有多種其它方法可以測(cè)量上述參數(shù)，但正如本文所示，最基本的直流和交流參數(shù)可以利用易于構(gòu)建、易于理解、毫無(wú)問(wèn)題的簡(jiǎn)單基本電路進(jìn)行可靠測(cè)量。