引言
受拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和開關(guān)損耗的影響,半橋硬開關(guān)電路的重量、體積、噪聲及功率等級等技術(shù)指標(biāo)在一定程度上受到限制,因此中大功率開關(guān)電源的主電路基本都采用全橋電路結(jié)構(gòu)。鐵路客車電源主電路一般選用IGBT作為其功率開關(guān)器件,由于IGBT存在拖尾電流,而ZVZCS PWM 變換電路較其他全橋軟開關(guān)電路具有結(jié)構(gòu)簡單、回路損耗小且變壓器一次側(cè)電壓占空比不易丟失等優(yōu)點。因此在設(shè)計新一代鐵路客車用DC/DC電源時,采用ZVZCS(零電壓零電流開關(guān))PWM變換電路作為其主拓?fù)洹?/p>
1 主電路原理
圖1示出滯后臂串聯(lián)二極管的ZVZCS PWM變換器電路拓?fù)鋱D。
ZVZCS PWM變換器基本工作過程分為6種模式如圖2所示。圖中V1~V4為開關(guān)管Q1~Q4 的驅(qū)動電壓,ip為變壓器一次側(cè)電流,vcb為隔直電容Cb上的電壓。
2 主電路參數(shù)計算與關(guān)鍵器件選型分析
2.1 主要參數(shù)
新型鐵路客車DC/DC電源的技術(shù)要求如下:
輸入標(biāo)稱電壓:DC 600V
輸入過壓/欠壓保護(hù)值:DC 700 V/DC 450 V
輸出電壓:DC(120±5)v
輸出限流保護(hù)值:70A
輸出電壓紋波峰一峰值:<2V
開關(guān)頻率:18 kHz
額定輸出功率:8 kW
本文設(shè)計的DC/DC電源以ZVZCS PWM變換電路為主電路,而高頻隔離變壓器的變比與漏感是ZVZCS電路中2個重要的參數(shù)。DC/DC電源直流母線最低時,輸出電壓最大,超前橋臂和滯后橋臂T作在二次側(cè),占空比取最大值。式 (1)和式(2)分別示出輸出電壓(Vo+△V )和變壓器變比(n)的計算公式。經(jīng)計算可知,該電路高頻隔離變壓器,n=3:1:1。取變比為一、二次側(cè)匝比(Np:Ns1:Ns2)=18:6:6,其中Np為一次側(cè)匝數(shù),Ns1。和Ns2為二次側(cè)匝數(shù)),即能滿足電路輸出要求。
在ZVZCS電路中,高頻隔離變壓器漏感(Llk)決定了滯后橋臂相對于超前橋臂關(guān)斷的最短延遲時間(式(3))。為了使滯后臂電流開通更接近ZCS,Llk. 在允許范圍內(nèi)應(yīng)盡可能取大值。
2.2 關(guān)鍵器件選型
2.2.1 諧振電容
該DC/DC電源開關(guān)器件選用英飛凌1 200 V/100 A規(guī)格雙管IGBT模塊。根據(jù)產(chǎn)品手冊可知,其拖尾時間Ttail=400 ns,考慮留有一定裕量,Q1和Q3 間的最短死區(qū)時間取3Ttail。 諧振電容容量計算如下:
考慮電流和ESR(等效串聯(lián)電阻)因素,諧振電容可以采用2個1 200 V/10 nF規(guī)格薄膜電容器并聯(lián)。
2.2.2 隔直電容
采用隔直電容在一定程度上可防止高頻變壓器偏磁,但會產(chǎn)生一定的壓降和功率損耗,所以需計算其容量大小,以提高變換器效率,優(yōu)化設(shè)計。
一次側(cè)電流ip流過隔直電容,對其進(jìn)行充放電??紤]紋波的影響,隔直電容的峰值電壓為最高輸入電壓的15%,即Vcbp=0.15Vinmax,因ip=io/n,則有:
根據(jù)計算可知,Cb=2.53μF??紤]電流因素的影響,可選用3個1 200 V/1μF規(guī)格薄膜電容器并聯(lián)。
2.2.3 輸出LC濾波器
DC/DC電源逆變環(huán)節(jié)輸出方波電壓,其諧波成分較高。為使整流后輸出電壓紋波峰一峰值不超標(biāo),輸出需經(jīng)LC濾波處理。
確定輸出濾波電感參數(shù)后,所對應(yīng)的電感電流波動值亦可確定 住高頻濾波電路中,電容的容量主要受ESR影響。對于鋁電解電容器,ESR與容量之間的近似關(guān)系 如式(8)所示。在高頻狀態(tài)下,鋁電解電容器的容量會變得很小,為充分濾除電感的波動電流,工程選型時,電容器的容量將數(shù)倍于理論計算值。
2.3 l GBT熱計算
所選用的IGBT模塊由2個IGBT(含寄生續(xù)流二極管)組成。IGBT損耗包括開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗。由于4個開關(guān)管分別實現(xiàn)了ZVZCS,IGBT開關(guān)損耗可以近似忽略,因此單個IGBT元件的平均損耗為:
超前橋臂使用一個IGBT模塊(Q1,和Q3 ),m于其寄生續(xù)流二極管實現(xiàn)了自然關(guān)斷,因此可忽略二極管恢復(fù)損耗;滯后橋臂使用另一個IGBT模塊(Q2和Q4 ),由于阻斷二極管(D2,和D4 )的存在,其寄生續(xù)流二極管-一直處于截止?fàn)顟B(tài),故2個IGBT模塊的總損耗為:
2.3.2 IGBT模塊溫度計算
超前橋臂IGBT模塊的最高T作結(jié)溫為:
選擇功率器件時應(yīng)滿足熱計算要求。實際T作中,受IGBT拖尾電流和諧振電容ESR的影響,超前臂不能完全實現(xiàn)軟關(guān)斷;同時由于變壓器漏感、隔直電容和輸入電壓源三者構(gòu)成了一個二階零狀態(tài)響應(yīng)電路,滯后臂開通時的電流也將稍大于零。因此,IGBT實際散熱將稍大于上述理論計算結(jié)果。
3 仿真分析
對所設(shè)計DC/DC電源的主電路參數(shù)進(jìn)行Simulink建模仿真分析(圖3),采用離散ode23tb(stif/TR.BDF2)算法,步長設(shè)為100 ns。
3.1 軟開關(guān)特性仿真
超前臂IGBT開通時,依靠并聯(lián)諧振電容器使開關(guān)管兩端電壓保持為零,從而實現(xiàn)ZVS開通。圖4示出超前橋臂零電壓(ZVS)驅(qū)動電壓VGE和輸出電壓VCE的仿真波形。可以看出,超前臂IGBT實現(xiàn)了ZVS開關(guān)。
圖5示出滯后橋臂IGBT輸出電壓VGE和輸出電流IC的波形。可以看出,滯后臂開關(guān)管很好地實現(xiàn)了零電流關(guān)斷(ZCS)o以圖2中Q4為例進(jìn)行分析,當(dāng)Q3,和Q4 同時導(dǎo)通后Cb電壓加到了變壓器漏感Llk上,使IGBT上電流逐漸減小為零,同時由于阻斷二極管D4的存在,使開關(guān)管電流不能反向而保持為零;由于Llk的存在,IGBT開通時開關(guān)管電流也將保持在零位。
3.2 輸出特性仿真
圖7示出濾波電感電流ilf濾波電容電流icf及電路輸出電流io。波形??梢钥闯?,電路輸出電流的波動值小于0.4A,電流紋波系數(shù)不超過0.5%。
圖8示出輸出電壓uo。的波形。滿載運行時,DC/DC電源輸出電壓穩(wěn)定在DC 120 V,電壓紋波峰.峰值不超過1 V,電壓紋波系數(shù)不超過0.5%,遠(yuǎn)小于鐵標(biāo)要求(5%)。
4 實驗
根據(jù)理論分析和仿真結(jié)果,并結(jié)合鐵路客車DC/DC電源的技術(shù)要求,研制了一 臺工程樣機。
4.1 樣機軟開關(guān)特性
圖9(a)示出樣機電路超前橋臂軟開關(guān)波形,IGBT開關(guān)驅(qū)動瞬間,其CE極間電壓(VCE)為零,超前臂IGBT實現(xiàn)了ZVS開關(guān)。圖9(b)示出樣機電路滯后橋臂的軟開關(guān)波形,圖中變壓器一次側(cè)電流i 波形(對稱交流波形)與滯后橋臂IGBT的VCE波形的零點已重疊。二者對比可知,在開關(guān)時刻,流經(jīng)滯后臂IGBT的電流為零,可見滯后橋臂實現(xiàn)了ZCS開關(guān)。
將實驗波形與仿真結(jié)果進(jìn)行對比,發(fā)現(xiàn)二者基本一致,驗證了理論分析的正確性。
4. 2 樣機工作效率
圖10示出樣機工作效率曲線。DC 600 V額定電壓輸入、帶不同負(fù)載工作時的效率曲線如圖10(a)所示;滿負(fù)載、不同輸入電壓時的效率曲線如圖10(b)所示??梢钥闯觯~定電壓輸入、帶滿負(fù)載時,工作效率大約為93%。
5 結(jié)語
本文利用一種滯后臂串聯(lián)二極管的ZVZCS電路對鐵路客車DC/DC電源拓?fù)溥M(jìn)行設(shè)計及分析,計算了主電路的主要參數(shù),并通過仿真和樣機實驗對理論分析結(jié)果進(jìn)行驗證。結(jié)果表明,所設(shè)計的電路各項指標(biāo)良好.能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓零電流開關(guān),完全能夠滿足新一代鐵路客車DC/DC電源的要求,為同類產(chǎn)品的設(shè)計提供了實踐依據(jù)。
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原文標(biāo)題:鐵路客車DC/DC電源主電路的設(shè)計與分析
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