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基于IEEE 802.11a標(biāo)準(zhǔn)建立OFDM-WLAN系統(tǒng)的物理層建模與仿真分析

電子設(shè)計(jì) ? 來源:郭婷 ? 作者:電子設(shè)計(jì) ? 2019-05-13 08:20 ? 次閱讀
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引言

OFDM(正交頻分復(fù)用)作為一種高效的多載波調(diào)制方案,近年來倍受關(guān)注。由于OFDM能有效抑制多徑時(shí)延,且頻譜利用率較高,被廣泛認(rèn)為是在無線時(shí)變信道中實(shí)現(xiàn)高速數(shù)據(jù)傳輸?shù)闹匾侄巍D壳?,許多具有廣闊應(yīng)用前景的WLAN(無線局域網(wǎng))標(biāo)準(zhǔn),如:美國的IEEE 802.11a、歐洲的HiperLAN-II以及日本的ARIB HiSWANa都將OFDM作為核心方案。

上述WLAN標(biāo)準(zhǔn)都工作在5 GHz頻段,旨在通過選擇合適的調(diào)制方式與編碼方式,實(shí)現(xiàn)峰值速率為54Mbit/s的高速數(shù)據(jù)傳輸。同時(shí),根據(jù)無線傳輸環(huán)境的變化,其傳輸速率(單位為Mbit/s)可以在6、9、12、18、24、36、48和54之間靈活切換。為了充分理解OFDM-WLAN的工作過程及其關(guān)鍵技術(shù),對其進(jìn)行系統(tǒng)建模和仿真非常有意義。通過計(jì)算機(jī)仿真,不僅可以深刻理解基本概念,掌握關(guān)鍵技術(shù),而且能極大地節(jié)省費(fèi)用和科研人員精力。同時(shí),由于上述標(biāo)準(zhǔn)還在不斷完善,物理層的許多關(guān)鍵技術(shù)并沒有被限制死,這樣,通過系統(tǒng)建模與仿真,有助于設(shè)計(jì)出性能更好或更為簡便的算法。

本文以IEEE 802.11a標(biāo)準(zhǔn)為基礎(chǔ),建立了OFDM-WLAN系統(tǒng)的物理層模型,并對該系統(tǒng)的各個(gè)模塊進(jìn)行了仿真。重點(diǎn)對OFDM-WLAN設(shè)計(jì)中的關(guān)鍵技術(shù),如載波同步、定時(shí)同步以及信道估計(jì)算法進(jìn)行了討論。

1 模型建立與描述

整個(gè)IEEE 802.11a標(biāo)準(zhǔn)的WLAN系統(tǒng)模型可以分為4個(gè)模塊:發(fā)射模塊、信道模塊、接收模塊、參數(shù)設(shè)置與算法控制模塊。圖1給出了其總體框圖。

基于IEEE 802.11a標(biāo)準(zhǔn)建立OFDM-WLAN系統(tǒng)的物理層建模與仿真分析

發(fā)射模塊主要完成隨機(jī)信源數(shù)據(jù)產(chǎn)生、卷積編碼、交織、映射、訓(xùn)練序列及導(dǎo)頻符號生成、串/并轉(zhuǎn)換、IFFT調(diào)制、附加CP(循環(huán)前綴)、加窗處理等,最后經(jīng)D/A轉(zhuǎn)換,由射頻模塊發(fā)送出去。具體組成見圖2。

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信道模塊主要完成對AWGN(高斯白噪聲)信道和時(shí)變衰落信道的建模與加載。結(jié)合WLAN的應(yīng)用環(huán)境,信道主要選用慢衰落指數(shù)衰減型信道模型。信道沖擊響應(yīng)的均方根時(shí)延可通過參數(shù)設(shè)置與算法控制模塊進(jìn)行設(shè)置。

接收模塊主要完成分組檢測、載波同步、定時(shí)同步、去除CP、FFT解調(diào)、信道估計(jì)、反映射、反交織、Vit-erbi譯碼等處理,恢復(fù)出原始信息數(shù)據(jù)。具體組成框圖如圖3所示。

基于IEEE 802.11a標(biāo)準(zhǔn)建立OFDM-WLAN系統(tǒng)的物理層建模與仿真分析

參數(shù)設(shè)置與算法控制模塊主要用來設(shè)置整個(gè)系統(tǒng)的仿真參數(shù),如采用什么調(diào)制方式、仿真中引入的載波頻率偏差與相位噪聲為多大、信噪比變化范圍以及衰落信道的類型、延時(shí)的均方根值等。由于接收端對一些功能的實(shí)現(xiàn)有著不同的算法,通過該模塊可以非常靈活地控制各種算法的加載與驗(yàn)證。此外,我們提出的算法和設(shè)想也可以通過該模塊非常方便地加載到系統(tǒng)模型中去,以驗(yàn)證新算法的可行性。

2 仿真思路與內(nèi)容

首先,分析和仿真各種實(shí)際因素對OFDM-WLAN系統(tǒng)的影響,這些因素主要有:載波頻率偏差、定時(shí)誤差以及信道畸變等。其次,結(jié)合IEEE 802.11a的分組格式,重點(diǎn)對這些不利因素的各種估計(jì)與補(bǔ)償算法進(jìn)行建模,考察算法性能。最后,將采用這些模型時(shí)的系統(tǒng)性能與采用理想?yún)?shù)時(shí)的系統(tǒng)性能進(jìn)行比較,得出量化結(jié)果。

2.1 IEEE 802.11a標(biāo)準(zhǔn)的物理層分組格式

按照IEEE 802.11a物理層協(xié)議產(chǎn)生仿真數(shù)據(jù)。圖4給出了其1個(gè)分組的信號格式。

基于IEEE 802.11a標(biāo)準(zhǔn)建立OFDM-WLAN系統(tǒng)的物理層建模與仿真分析

該分組包括4部分,分別為:10個(gè)重復(fù)的短訓(xùn)練序列t1~t10(每個(gè)短訓(xùn)練序列包含16個(gè)采樣);2個(gè)長訓(xùn)練序列T1-T2(每個(gè)長訓(xùn)練序列包括64個(gè)采樣);在短訓(xùn)練序列與長訓(xùn)練序列之間有32個(gè)采樣的保護(hù)間隔GI2;信令部分(包含1個(gè)OFDM符號,即長度為64個(gè)采樣)和數(shù)據(jù)部分(可變OFDM符號,長度隨實(shí)際情況而變)。在每個(gè)OFDM符號前有16個(gè)采樣的保護(hù)間隔GI。

2.2 實(shí)際因素對系統(tǒng)性能的影響

OFDM的主要缺陷之一是對載波頻偏非常敏感。任何頻率偏差都會(huì)破壞子載波間的正交性,引入ICI(載波間干擾),從而極大地降低系統(tǒng)性能。另外,即使進(jìn)行了載波偏差估計(jì)與修正,由于估計(jì)偏差的存在,收發(fā)雙方還會(huì)存在微小的頻差成分。該頻差引起的SNR(信噪比)損失雖然可以忽略,但它會(huì)導(dǎo)致接收信號星座圖的相位旋轉(zhuǎn)。

定時(shí)偏差是接收機(jī)沒有精確找出OFDM符號FFT的積分區(qū)問,從而導(dǎo)致ICI和ISI(符號間干擾)。與單載波系統(tǒng)相比,OFDM-WALN對定時(shí)偏差有較強(qiáng)的魯棒性,原因是只要定時(shí)偏差落在本OFDM符號起始段的CP范圍內(nèi),就不會(huì)引起ICI和ISI。但定時(shí)偏差也會(huì)引起子載波相位的旋轉(zhuǎn),影響各個(gè)子載波上的數(shù)據(jù)解調(diào)。

時(shí)變衰落信道對信號的影響主要體現(xiàn)在信號幅度的畸變和相位的隨機(jī)旋轉(zhuǎn)兩個(gè)方面。對于不同的調(diào)制方式,衰落信道的影響略有差別。若OFDM-WLAN中采用BPSK(二進(jìn)制相移鍵控)和QPSK(正交相移鍵控)方式,由于信息都體現(xiàn)在信號的相位上,所以信道引起的相位旋轉(zhuǎn)將對信號的解調(diào)影響較大;若WLAN系統(tǒng)采用QAM(正交調(diào)幅)方式,信道所造成的幅度與相位畸變都極大影響系統(tǒng)的性能。因此,在系統(tǒng)設(shè)計(jì)時(shí),必須要對CSI(信道特征信息)進(jìn)行估計(jì),以實(shí)現(xiàn)相干檢測。

2.3 各種補(bǔ)償算法的模型設(shè)計(jì)

2.3.1 載波同步

利用分組格式中的短訓(xùn)練序列來估算載波頻偏。其實(shí)現(xiàn)模型如圖5所示。

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設(shè)發(fā)送的信號為sn,經(jīng)過上變頻變換的帶通信號的復(fù)低通等效信號表示為:

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式中:ftx為發(fā)送sn的載波頻率;Ts為采樣間隔。

假設(shè)接收載波和發(fā)送載波存在著頻差f△。那么接收信號的復(fù)低通信號rn為:

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接收信號rn與其時(shí)延為D的信號作延時(shí)相關(guān)。我們用短訓(xùn)練序列來估算載波頻率偏差,所以D=16,且sn=sn+D,設(shè)滑動(dòng)窗口的長度長L,則延時(shí)相關(guān)值為:

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z為L個(gè)短訓(xùn)練序列采樣的延時(shí)相關(guān)累加值,該值包含了頻偏f△經(jīng)過D個(gè)采樣時(shí)間所引起的相位值。故估計(jì)的頻偏值為:

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式中:angle(z)為相差的角度表示。

L個(gè)值累加,能有效抑制噪聲,提高估計(jì)精度。

2.3.2 定時(shí)同步

在IEEE 802.11a中,定時(shí)同步包括分組檢測(即幀同步)和精定時(shí)同步兩個(gè)部分。分組檢測的目的是用來確定OFDM符號幀的邊界,并以此對接收到的符號幀進(jìn)行校正。

我們利用短訓(xùn)練符號的周期性來實(shí)現(xiàn)分組檢測,具體模型如圖6所示。

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接收的復(fù)基帶信號rn分成兩路:一路直通;另一路延時(shí)D個(gè)采樣(D=16)。平滑累積窗口A計(jì)算的是接收信號的延時(shí)相關(guān)值Cn,窗口B計(jì)算的是接收信號能量Pn,分別為:

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式中:L為兩個(gè)平滑累積窗口的長度。

Cn、Pn之商作為分組檢測的判決值,即

當(dāng)分組到來前,兩窗口累積的全是噪聲成分,mn將較小。只有當(dāng)?shù)?個(gè)短訓(xùn)練序列t1全部進(jìn)入窗口A時(shí),mn將出現(xiàn)峰值。這時(shí)會(huì)出現(xiàn)1個(gè)跳變,該跳變沿表示1個(gè)分組的開始。

分組檢測完成后,利用長訓(xùn)練序列來實(shí)現(xiàn)精定時(shí)同步。由于兩個(gè)長訓(xùn)練序列的時(shí)域長度都等于1個(gè)OFDM符號長度,為64個(gè)采樣,故找到了長訓(xùn)練序列的準(zhǔn)確開始時(shí)刻,也就完成了精定時(shí)同步。具體實(shí)現(xiàn)采用匹配濾波的思想,仿真模型如圖7所示。

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圖7中:c0~c63表示長訓(xùn)練序列的IFFT時(shí)域值,其中c0~c31為長訓(xùn)練序列的后32位IFFT結(jié)果,c32~c63為長訓(xùn)練序列的前32位IFFT值;rn為完成分組檢測和載波同步后的輸入信號;T表示具有一個(gè)采樣延時(shí)的寄存器。參看圖4,當(dāng)?shù)?個(gè)長訓(xùn)練序列的前32位采樣全部進(jìn)入移位寄存器中時(shí),匹配濾波器將輸出相關(guān)峰值,從而完成準(zhǔn)確定時(shí)。

2.3.3 信道估計(jì)

CSI(信道狀態(tài)信息)估計(jì)是OFDM實(shí)現(xiàn)相干解調(diào)的前提,目的是估算出每個(gè)子載波信道的頻率響應(yīng)。本文利用長訓(xùn)練序列完成CSI估計(jì)。第1、第2個(gè)長訓(xùn)練序列的第k個(gè)子載波的頻域接收信號可表示為:

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式中:r1,k,r2,k為子載波k上收到的訓(xùn)練序列采樣值;Hk為子載波k的頻率響應(yīng);xk為兩個(gè)長訓(xùn)練序列的第k個(gè)子載波上的發(fā)送符號;W1,k,W2,k為復(fù)高斯白噪聲。

則子載波信道k的頻率響應(yīng)估計(jì)值為:

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3 計(jì)算機(jī)仿真

在進(jìn)行性能仿真時(shí),參數(shù)設(shè)置如下:載波偏差3 kHz,約占載波間距的1%;傳輸速率為12 Mbit/s;信道采用指數(shù)衰減的多徑衰落信道,延時(shí)的均方根值設(shè)為100 ns。

3.1 載波同步情況

圖8給出了采用所述載波同步算法時(shí)的MSE(均方誤差)隨SNR的變化曲線。其中,MSE經(jīng)過了子載波間距的歸一化處理。從圖中可以看出,隨著SNR的增加,估計(jì)值與真實(shí)值之間的MSE基本呈線性遞減。當(dāng)SNR》10 dB時(shí),可以看到MSE降到-50 dB以下。

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圖9給出了采用不同載波偏差值時(shí)的BER(誤比特率)與SNR的關(guān)系曲線。當(dāng)不進(jìn)行載波頻偏與相位補(bǔ)償時(shí),系統(tǒng)BER很高,且隨SNR增加,BER基本不變,這時(shí),系統(tǒng)無法工作。采用理想頻偏估計(jì)和相位跟蹤的系統(tǒng)性能最好,而采用實(shí)際頻偏估計(jì)的性能其次。在BER=10-4時(shí),實(shí)際方法較理想情況下的性能損失約1 dB~1.5 dB。

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3.2 定時(shí)同步情況

圖10給出了在SNR=10 dB、采用延時(shí)相關(guān)法所獲得的分組檢測輸出波形。為模擬分組的突發(fā)性,分組前附加了500個(gè)噪聲采樣。從圖中可以看出,當(dāng)兩個(gè)窗口中填的全部是短訓(xùn)練序列時(shí),mn將逼近1,從而利用該波形的跳變實(shí)現(xiàn)分組檢測。

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圖11給出了采用不同精定時(shí)同步算法時(shí)的系統(tǒng)BER性能。由于OFDM對定時(shí)偏差具有較強(qiáng)的魯棒性,所以采用理想定時(shí)和實(shí)際定時(shí)算法的系統(tǒng)BER性能相差不多。

3.3 信道估計(jì)情況

圖12給出了信道估計(jì)值與真實(shí)值之間的MSE隨SNR變化的曲線。從圖中可以看出,采用兩個(gè)長訓(xùn)練符號的信道估計(jì)的MSE隨SNR增加而線性遞減。

圖13給出了該系統(tǒng)采用不同信道參數(shù)下的BER性能曲線。從圖中可以看出,信道估計(jì)誤差造成了一定的系統(tǒng)性能損失,在SNR》5 dB時(shí),采用信道估計(jì)的系統(tǒng)性能較采用理想信道值時(shí)的性能損失約1 dB~2dB。

基于IEEE 802.11a標(biāo)準(zhǔn)建立OFDM-WLAN系統(tǒng)的物理層建模與仿真分析
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4 結(jié)束語

本文基于IEEE 802.11a標(biāo)準(zhǔn),建立了OFDM-WLAN系統(tǒng)的物理層模型,并對該系統(tǒng)的工作過程進(jìn)行了全面的仿真。重點(diǎn)討論了OFDM-WLAN中的載波同步、定時(shí)同步、信道估計(jì)的具體實(shí)現(xiàn)方法以及這些因素對系統(tǒng)性能的影響。本文的仿真模型及結(jié)果,既為開發(fā)OFDM-WLAN系統(tǒng)提供了定量的了解,又為各種新算法的開發(fā)與性能評估提供了便利。


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    <b class='flag-5'>WLAN</b><b class='flag-5'>物理層</b>關(guān)鍵通信技術(shù)

    802.11物理層測試標(biāo)準(zhǔn)解讀

    我們曾在一起來學(xué)802.11物理層測試標(biāo)準(zhǔn)(WiFi 0/1/2/3/4/5/6/7)中總結(jié)過,802.11n又可稱為Wi-Fi 4 以及HT(High-throughput)。相比于
    的頭像 發(fā)表于 08-21 10:21 ?4290次閱讀
    <b class='flag-5'>802.11</b><b class='flag-5'>物理層</b>測試<b class='flag-5'>標(biāo)準(zhǔn)</b>解讀

    雙頻 802.11a/b/g/n/ac WLAN 前端模塊 skyworksinc

    電子發(fā)燒友網(wǎng)為你提供()雙頻 802.11a/b/g/n/ac WLAN 前端模塊相關(guān)產(chǎn)品參數(shù)、數(shù)據(jù)手冊,更有雙頻 802.11a/b/g/n/ac WLAN 前端模塊的引腳圖、接線圖
    發(fā)表于 06-05 18:30
    雙頻 <b class='flag-5'>802.11a</b>/b/g/n/ac <b class='flag-5'>WLAN</b> 前端模塊 skyworksinc

    CMOS 5GHz WLAN 802.11a/n/ac RFeIC,帶 PA、LNA 和 SPDT skyworksinc

    電子發(fā)燒友網(wǎng)為你提供()CMOS 5GHz WLAN 802.11a/n/ac RFeIC,帶 PA、LNA 和 SPDT相關(guān)產(chǎn)品參數(shù)、數(shù)據(jù)手冊,更有CMOS 5GHz WLAN 802.11
    發(fā)表于 06-26 18:31
    CMOS 5GHz <b class='flag-5'>WLAN</b> <b class='flag-5'>802.11a</b>/n/ac RFeIC,帶 PA、LNA 和 SPDT skyworksinc