單片對數(shù)放大器（對數(shù)放大器）可處理動態(tài)范圍高達100 dB的信號。它們能夠響應持續(xù)時間短至幾十納秒的RF突發(fā)。然而，當使用解調(diào)對數(shù)放大器來檢測快速RF突發(fā)時，當施加的突發(fā)關閉時，有時會在輸出端出現(xiàn)奇怪的尾部。在 Analog Dialogue 33-3（1999）中在線出現(xiàn)的日志放大器教程文章中可以看到這方面的一個例子，并在第33卷中打印出來。本文解釋了這些尾部和優(yōu)惠的常見原因。關于如何消除它們的建議。

了解解調(diào)對數(shù)放大器

關于對數(shù)放大器的第一件事是，雖然它們提供有關電源的信息，但它們實際上對電壓有響應。在通信技術中，術語對數(shù)放大器通常是指輸出與輸入信號的包絡的對數(shù)成比例的電壓的設備，其被縮放到基數(shù)-10。功率比為100：1對應于20分貝（dB） - 或者給定阻抗的電壓比為10：1。

對數(shù)放大器和輸出尾部的另一個重要因素：對數(shù)放大器高在其工作范圍的低端對振幅的非常小的變化敏感。圖1顯示了對數(shù)放大器輸入和輸出之間的典型關系。對于輸入端的峰峰值電壓每增加10倍，輸出增加500 mV。這意味著，當輸入處于單位數(shù)mV范圍時，輸入電壓的微小變化將導致輸出電壓發(fā)生顯著變化。

使用對數(shù)放大器進行RF脈沖檢測

當RF脈沖串是解調(diào)對數(shù)放大器的輸入時，輸出將是電壓脈沖。這可以饋入比較器以確定是否存在RF脈沖串，或者可以通過測量對數(shù)放大器輸出電壓的幅度來確定RF脈沖的幅度。

圖2顯示了奇怪的尾部的示例，有時會在快速準確的對數(shù)放大器輸出電壓脈沖結束時看到它們。這些不希望的尾部可能導致雷達和其他系統(tǒng)中的錯誤讀數(shù)，其中檢測到的脈沖的形狀提供關于目標的重要信息。

圖2a顯示了靜止的尾部。圖2b顯示了一個抖動的尾部，在理想的矩形脈沖的下降沿上下移動。請注意，有些情況下尾部不會發(fā)生，但會直接掉到底部而不會在響應中出現(xiàn)扭結。

圖2.尾部在對數(shù)放大器的輸出處響應RF突發(fā)。

了解尾部

這兩種情況下的尾部是由不同的機制引起的。圖2a中的靜止尾部是由施加到對數(shù)放大器輸入端的RF脈沖質量差造成的。雖然在示波器的適度電壓和時間尺度上并不明顯，但RF突發(fā)不會立即關閉，而是以指數(shù)方式衰減。圖3顯示了輸入信號和對數(shù)放大器響應的夸張圖片。請記住，對數(shù)放大器對動態(tài)范圍低端電壓的微小變化非常敏感。因此，RF突發(fā)的小的，幾乎察覺不到的指數(shù)衰減導致線性尾部。指數(shù)衰減是可預測和可重復的;這是由于信號發(fā)生器的門控機制。這解釋了對數(shù)放大器輸出的靜止尾部。這種形式的尾部的唯一解決方案是獲得一個信號發(fā)生器，它將更快地關閉到零。

本文的其余部分將假設使用了高質量的RF突發(fā)發(fā)生器 - 并且尾部是抖動的而不是靜止的。

輸入耦合

圖2b中所示的抖動類型通常是與解調(diào)對數(shù)放大器連接不正確的結果。大多數(shù)對數(shù)放大器設計為差分驅動，但大多數(shù)RF信號是單端的。有幾種選擇可以執(zhí)行將RF信號注入對數(shù)放大器所需的單端到差分轉換，如圖4所示.INHI和INLO是對數(shù)放大器的差分輸入引腳。

< p>圖4a顯示了巴倫（平衡 - 不平衡 - 變壓器）接口。這是最好的方法，因為它在對數(shù)放大器的輸入端產(chǎn)生高質量，真正的差分信號。如果考慮到設計限制，使用平衡 - 不平衡轉換器將消除尾部，只要尺寸和增加的成本是可接受的。

兩種流行的替代方案涉及RC網(wǎng)絡。它們占用的電路板面積小于平衡 - 不平衡轉換器，成本更低，但它們需要小心避免尾部。外部分流電阻放置在電容器的器件側（圖4b）或輸入側（圖4c），以在器件上提供受控阻抗 - 通常為50歐姆。

理想信號

首先考慮圖4b中的電路（稍后我們將返回圖4c的某種類似電路）。該電路不會將單端輸入信號轉換為差分信號。相反，允許RF信號的交流分量通過INHI，而INLO則看到信號的低通濾波版本。理想情況下，INLO的信號與INHI的信號具有相同的直流平均值。 INHI和INLO通常由相同的內(nèi)部產(chǎn)生的參考電壓偏置，如圖5所示。

不完整的信號

圖5中所示的信號是理想化的。真正的低通濾波器將衰減從INHI到INLO的信號，但不能完全消除它，并且INLO上會有殘留的輸入信號跡線。圖6顯示了INHI和INLO信號的夸張圖片?？梢钥闯觯琁NLO的實際信號是INHI的高衰減版本，具有90度相位滯后。

查看輸入端口，輸入信號看到高通過濾到INHI。這意味著在RC 1 形成的轉角頻率之上發(fā)生的任何變化都會無衰減地傳遞給INHI。因此，當RF突發(fā)從關閉狀態(tài)突然接通時，INHI處的電壓將跟蹤輸入。當RF突發(fā)關閉時也是如此：INHI的電壓將立即關閉。

另一方面，INLO是INHI的低通濾波版本;結果，它將是INHI電壓的衰減版本，相移90度。當RF突發(fā)關閉時，INHI的電壓將立即穩(wěn)定 - 但INLO的電壓不會。它將經(jīng)歷單個時間常數(shù)衰減，其時間常數(shù)由RC 2 定義。這在圖6的放大部分中進行了說明（請注意，INLO信號的比例被夸大了效果）。

尾部的來源

尾部是INLO信號指數(shù)衰減的結果。雖然INLO呈指數(shù)衰減，但INHI已關閉。對數(shù)放大器在INHI和INLO之間看到的小差分輸入足以產(chǎn)生大量輸出電壓。 （請記住，對數(shù)放大器對小輸入幅度變化非常敏感。）

尾部是輸入的指數(shù)信號行為的結果的進一步證據(jù)由尾部的線性特性給出。當產(chǎn)生指數(shù)衰減電壓的對數(shù)時，結果是具有負斜率的直線。當脈沖速率和RF頻率不是彼此的整數(shù)倍時，輸出中發(fā)生抖動。因此，RF信號并不??總是在其周期的同一位置被切斷。 RF關閉期間的點將建立指數(shù)衰減的初始條件。當RF完全與穿過零軸時關閉時，INLO將處于峰值，尾部將從其最高點開始。如果RF在峰值處關閉，那么INLO將為零并且根本不會有尾部。在這兩個極端之間隨機切換將導致尾部看到的抖動。

切斷尾部

通過確保RC時間可以解決上述尾部問題由R，C 1 形成的常數(shù)和C 2 被適當?shù)卦O定。臨界時間常數(shù)是在R和C 2 之間形成的低通時間常數(shù)。出于匹配目的，R的值通常選擇為約50歐姆。為方便起見，C 1 和C 2 通常選擇相同，但并非總是如此。

C 2 必須選擇足夠小以使指數(shù)衰減快于對數(shù)放大器的響應時間，通常指定為對數(shù)放大器輸出的10％至90％上升時間，以使輸入功率逐步增加。該數(shù)字確定輸出電壓的最大變化率。只要INLO的指數(shù)衰減快于最大變化率，輸出就會受到對數(shù)放大器自身壓擺率的限制，尾部也不會出現(xiàn)。該分析表明C 2 盡可能為 small 。

但是如果使C 2 盡可能小，并且使C 1 相等，則由R和C形成的高通濾波器的轉角頻率< sub> 1 將被推得太遠，以至于當它從輸入傳輸?shù)絀NHI時它可能會衰減所需的RF信號。為了確保INHI不會從輸入到INHI衰減，必須選擇C 1 ，以便R和C 1 的乘積形成一個低于射頻頻率。這表明C 1 應該大。

在這些范圍內(nèi)，C 1 和C 2 < / sub>可以相等，或者它們可以選擇不同以獲得最佳結果。

50歐姆電阻應該在信號側還是在設備側？

到目前為止的分析集中于圖4b。圖4c中的電路類似，只是輸入電阻位于電容的輸入側。請記住，對數(shù)放大器的輸入阻抗通常遠高于終端電阻的50歐姆。如果將50歐姆電阻放置在電容器C 1 和C 2 的器件側，如圖4b所示，INHI和INLO之間的凈阻抗約為50歐姆。但如果終端電阻位于C 1 和C 2 的輸入側（圖4c），則INHI和INLO之間的阻抗是器件的輸入阻抗。

在信號側設置終端電阻的問題是，器件的較高內(nèi)阻需要更小的C 2 值，以確保消除尾部。此外，如果輸入電阻不可預測，隨半導體制造工藝而變化，C 1 和C 2 的選擇可能無法始終確保無尾操作。

因此，首選將終端電阻放置在電容器的器件側。

結果

圖7顯示了選擇合適電容值的結果。圖2b中所示的輸出采用10 nF輸入電容，而圖7中的輸出采用1 nF電容采集。電容減少10倍使輸出質量大幅提升！

結論

解碼對數(shù)放大器的性能不必因尾部的存在而受到阻礙。它們是由于信號源質量差或者輸入接口中組件值選擇不當造成的。第一種形式的尾部最有效的解決方案是獲得更好的爆發(fā)源。可以使用適當?shù)慕涌陔娐穪硖幚淼诙愇膊?。技術包括使用平衡 - 不平衡轉換器和無源RC電路，如此處所述。設計人員也可以使用有源解決方案，例如單端至差分放大器（但這里沒有涉及）。無論選擇何種方法，重要的是要記住這里討論的問題。