對(duì)于每一代新產(chǎn)品，性能的提升通常伴隨著用戶必須遵守的實(shí)際要求，以實(shí)現(xiàn)運(yùn)算放大器或轉(zhuǎn)換器的最佳性能。老一代運(yùn)算放大器通常需要外部補(bǔ)償來(lái)定制響應(yīng);閃存A / D速度快但耗電量大，輸入阻抗低。 BiMOS轉(zhuǎn)換器簡(jiǎn)化了應(yīng)用問(wèn)題;典型的高阻抗，良性輸入結(jié)構(gòu)易于驅(qū)動(dòng)。高速CB運(yùn)算放大器和CMOS，基于開(kāi)關(guān)電容的轉(zhuǎn)換器可最大限度地降低功耗和價(jià)格。 AD8011運(yùn)算放大器驅(qū)動(dòng)AD876 A / D的應(yīng)用顯示了新一代IC的優(yōu)勢(shì)和實(shí)際問(wèn)題。

高速開(kāi)關(guān)電容A / D架構(gòu)要求用戶了解一套獨(dú)特的IC設(shè)計(jì)接口電路時(shí)的問(wèn)題。最佳接口取決于應(yīng)用是否僅需要低失真和雜散（動(dòng)態(tài)特性），低噪聲或兩者低噪聲和低失真。

• 整個(gè)信號(hào)鏈（處理信號(hào)的一系列功能元件）必須優(yōu)化總諧波失真（THD）和無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍（SFDR）等規(guī)范的系統(tǒng) - 例如，通信系統(tǒng) - 通常涉及頻譜分析或處理。輸入信號(hào)在樣本之間以相對(duì)小的增量變化;信號(hào)內(nèi)容被限制在<奈奎斯特頻率（即采樣率的1/2）。

• 專注于噪聲性能的系統(tǒng)可能犧牲THD和SFDR增加動(dòng)態(tài)范圍（SNR）。雖然失真規(guī)范在這些低噪聲應(yīng)用（例如基于CCD的成像）中可能不那么重要，但可能需要寬帶寬和快速瞬態(tài)響應(yīng)以確保快速穩(wěn)定。

• 數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)，如DSO-數(shù)字采樣示波器 - 代表需要低功率和低功率的應(yīng)用。失真和寬動(dòng)態(tài)范圍（SNR）。除電壓和電流噪聲外，相噪聲（如孔徑抖動(dòng)產(chǎn)生的噪聲）也值得關(guān)注。這些系統(tǒng)通常處理各種信號(hào)，執(zhí)行頻譜信號(hào)處理和處理大規(guī)模瞬變（通常來(lái)自多路復(fù)用前端）。

驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)電容ADC輸入：每個(gè)時(shí)鐘周期，AD876的輸入保持電容必須充電至新的輸入電壓。輸入驅(qū)動(dòng)器必須提供的電荷量取決于 hold 電容上存儲(chǔ)的電壓與前一次轉(zhuǎn)換之間的電壓差，以及當(dāng)采樣時(shí)鐘從轉(zhuǎn)換時(shí)施加到A / D的電壓之間的差值高（保持模式）到低（曲目）。該差異越小，所需的增量電荷越少。另一方面，對(duì)于轉(zhuǎn)換之間的全面更改，輸入驅(qū)動(dòng)器必須提供大量的電荷增量。圖2電路采用AD8011驅(qū)動(dòng)AD876，說(shuō)明了性能選擇。無(wú)論運(yùn)算放大器本身如何配置，添加串聯(lián)電阻（可能還有并聯(lián)電容）都可以提高運(yùn)算放大器/轉(zhuǎn)換器對(duì)的性能。

檢查選擇最佳值的一些注意事項(xiàng)針對(duì)特定應(yīng)用的電阻和電容，AD8011的增益配置為+2（帶寬約為180 MHz），并如圖所示連接到AD876輸入。

圖3a顯示了測(cè)試信號(hào)：頂部跡線是AD8011的模擬輸入，即1-p p-p方波。底部走線是AD876采樣時(shí)鐘。當(dāng)時(shí)鐘為低時(shí)，SHA跟蹤輸入;當(dāng)它變高時(shí)，A / D的SHA切換到Hold。請(qǐng)注意，AD876必須在每次轉(zhuǎn)換時(shí)獲得輸入電壓的滿量程變化;這種情況對(duì)AD8011提出了最嚴(yán)格的要求，因?yàn)樗仨氃诿總€(gè)轉(zhuǎn)換周期內(nèi)提供最大量的電荷。 AD8011無(wú)法立即提供電荷差異，因此在A / D采樣時(shí)鐘轉(zhuǎn)換期間轉(zhuǎn)換器的輸入會(huì)出現(xiàn)瞬變。

圖3b顯示了輸入方波時(shí)的瞬態(tài)電壓在擴(kuò)展的比例（上圖）上，它是正向偏移，具有25ns的跟蹤模式時(shí)鐘脈沖。較小的上升沿保持瞬態(tài)是不重要的;它發(fā)生在下一個(gè)樣本拍攝之前很久。當(dāng)ADC獲得滿量程電荷變化時(shí)，下降沿瞬態(tài)電壓約為-114 mV;恢復(fù)和穩(wěn)定至0.1％（10位或2 mV）必須在跟蹤模式脈沖的持續(xù)時(shí)間內(nèi)和上升沿之前進(jìn)行 - 此時(shí)，使用100Ω電阻在20 ns內(nèi)發(fā)生。對(duì)于20 MSPS采樣率（50％占空比），恢復(fù)必須在25 ns內(nèi)。較慢的放大器可用于較低的采樣率。

串聯(lián)電阻有助于：大多數(shù)應(yīng)用受益于AD8011輸出與AD876的VIN引腳之間的串聯(lián)電阻隔離AD806的輸出電平來(lái)自AD876的輸入電容，并限制運(yùn)算放大器必須提供的峰值電流。低至33Ω（圖4a）大大降低了THD（從-47到-64 dB）并增加了SNR（從58到60 dB）和SFDR（從48到68 dB）;由于非線性容性負(fù)載，可以使用高達(dá)500Ω而不會(huì)增加失真。小串聯(lián)電阻也可以改善穩(wěn)定時(shí)間;如果沒(méi)有它，ADC的容性負(fù)載直接施加在放大器的輸出端會(huì)導(dǎo)致放大器的響應(yīng)達(dá)到一些峰值并降低建立時(shí)間。但增加電阻 - 考慮到ADC的輸入電容，電流和任何增加的電容 - 通過(guò)低通濾波減小了帶寬。 500Ω和20 pF的-3 dB頻率約為16 MHz。

分流電容限制噪聲：AD876的全功率帶寬至少為150 MHz，更大的噪聲帶寬。頻率> 1/2的采樣率的寬帶輸入噪聲將混疊回基帶，并將降低數(shù)字化信號(hào)的SNR。對(duì)于對(duì)噪聲敏感的應(yīng)用，帶有串聯(lián)電阻的并聯(lián)電容（圖2）可對(duì)AD876輸入端的高頻外部噪聲進(jìn)行濾波。

圖4b顯示了使用100Ω串聯(lián)電阻和各種并聯(lián)電容的噪聲和失真。 SFDR相對(duì)不受影響，保持在66至68 dB的范圍內(nèi)。然而，對(duì)于50 pF至200 pF范圍內(nèi)的電容，THD顯著增加（從-65到-62 dB）并且SNR顯著降低（從59降至52 dB）。降低的SNR是由于未完全穩(wěn)定的保持到軌道瞬態(tài)的毛刺引起的高次諧波混疊引起的;它們?cè)?b的條件下在AD876輸出端的基帶信號(hào)中顯示為噪聲。

對(duì)于更高的并聯(lián)電容值，SNR大大提高，但是以帶寬為代價(jià)。使用（例如）200 pF時(shí)，整個(gè)系統(tǒng)的-3 dB帶寬降低到大約8 MHz - 輸入信號(hào)中的任何快速瞬變都不會(huì)在單個(gè)轉(zhuǎn)換周期內(nèi)達(dá)到10位精度。

使用R系列和分流器C來(lái)優(yōu)化系統(tǒng)行為時(shí)，重要的是要考慮應(yīng)用程序的目標(biāo)。如果動(dòng)態(tài)性能在很寬的輸入頻率范圍內(nèi)都是最重要的，那么最好使用100Ω串聯(lián)電阻將并聯(lián)電容保持在20 pF以下。如果要優(yōu)化噪聲性能，請(qǐng)考慮更長(zhǎng)的RC時(shí)間常數(shù)以及是否可以以低噪聲交換瞬態(tài)響應(yīng)。在任何情況下，當(dāng)在AD876采樣時(shí)鐘的采樣保持轉(zhuǎn)換之前給定輸入時(shí)間達(dá)到10位精度時(shí)，會(huì)出現(xiàn)最佳性能。請(qǐng)記住，AD8011非常安靜，可以在較早階段對(duì)寬帶噪聲進(jìn)行濾波，而無(wú)需擔(dān)心AD8011噪聲會(huì)降低SNR。