簡介

輸入傳感器或傳感器分為主動或被動。 無源傳感器，如熱電偶或光電二極管（在電壓輸出模式下）是雙端口設(shè)備，可直接將物理能量轉(zhuǎn)換為電能，無需激勵源即可生成輸出信號。 有源傳感器（如一般的有源電路）需要外部激勵源。例子可以在基于電阻的傳感器中找到，例如熱敏電阻，RTD（電阻溫度檢測器）和應(yīng)變計;它們需要一個電流或電壓進行激勵才能產(chǎn)生電輸出。

本文將考慮各種激勵方法，這些方法可用于有源傳感器/傳感器應(yīng)用，并將顯示一些典型電路。討論包括使用電流和電壓的交流和直流激勵技術(shù)的優(yōu)點和缺點。使用數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)精確測量低電平模擬信號通常需要的不僅僅是將傳感器的輸出連接到信號調(diào)理電路，然后連接到模數(shù)轉(zhuǎn)換器。為了保持測量系統(tǒng)內(nèi)的高分辨率和準確度，設(shè)計人員必須謹慎選擇換能器的激勵源 - 以及用于將低電平模擬信號從換能器傳送到A / D的現(xiàn)場接線方案轉(zhuǎn)換器。圖1顯示了基于傳感器的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的概括框圖。在這些系統(tǒng)中采集的數(shù)據(jù)的完整性取決于此處所示的模擬信號路徑的所有部分。

對于給定的激勵源，系統(tǒng)設(shè)計人員面臨著測量輸出的挑戰(zhàn)發(fā)出信號并處理可能出現(xiàn)的問題。例如，布線電阻和噪聲拾取是與基于傳感器的應(yīng)用相關(guān)的最大問題。有多種測量技術(shù)可用于從測量系統(tǒng)中尋求最佳性能。主要選擇包括比率和非比例操作，以及2線對3線和4線開爾文力/感應(yīng)連接。

激勵技術(shù)

可以使用受控電流或電壓激勵有源傳感器。電壓和電流激勵之間的選擇通常由設(shè)計者決定。在數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中，常見的電壓激勵用于應(yīng)變和壓力傳感器并不常見，而恒流激勵用于激勵電阻傳感器，如RTD或熱敏電阻。在嘈雜的工業(yè)環(huán)境中，電流激勵通常是優(yōu)選的，因為它具有更好的抗噪性。

交流或直流激勵源可用于傳感器應(yīng)用;每個都有優(yōu)點和缺點。與直流激勵相關(guān)的優(yōu)點包括實現(xiàn)簡單和低成本。直流激勵的缺點包括難以將實際信號與由于偏移和寄生感應(yīng)熱電偶效應(yīng)引起的不需要的直流誤差分開。直流偏移不固定;由于溫度漂移以及熱噪聲和1 / f噪聲源，它們會出現(xiàn)不可預(yù)測的變化。

雖然交流激勵技術(shù)的實施成本更高，但它們具有許多性能優(yōu)勢。交流激勵的操作類似于精密放大器中使用的斬波方案;它有利地用在換能器信號調(diào)節(jié)電路中，以消除偏移誤差，平均輸出1 / f噪聲并消除寄生熱電偶引起的影響。隨著對1 / f噪聲的靈敏度降低，可以用更低的激勵電流或電壓產(chǎn)生可辨別的輸出信號。激勵減少意味著電阻傳感器中電流的自熱效應(yīng)可以大大降低。由于涉及的帶寬相對較窄，因此交流激勵也可能比直流激勵提供更強的抗RF干擾能力。

選擇激勵源有兩個主要因素可以提高整體系統(tǒng)性能。首先，分辨率：激勵的幅度應(yīng)足以使被測變量的最小變化產(chǎn)生來自換能器的輸出，該輸出足夠大以克服系統(tǒng)中的噪聲和偏移。二，功率水平：如果傳感器是電阻式的，設(shè)計者必須確保流過傳感器的激勵電流的自熱效應(yīng)不會對測量結(jié)果產(chǎn)生不利影響。

比率Vs非比例運算

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圖2顯示了橋式傳感器應(yīng)用中的比例式配置。相同的參考源用于換能器激勵和A / D轉(zhuǎn)換器。激勵的給定百分比變化通過轉(zhuǎn)換過程中相同的百分比變化來抵消（反之亦然）。 ADC輸出代碼D OUT 是轉(zhuǎn)換器輸入AIN與其參考電壓VREF之比的數(shù)字表示。由于轉(zhuǎn)換器的輸入及其參考源自相同的激勵源，因此激勵的變化不會引入測量誤差。因此，在比例式配置中，如果由傳感器測量的變量不變，則來自ADC的數(shù)字輸出代碼不受橋激勵變化的影響。

因此，準確的穩(wěn)定參考不是必須實現(xiàn)準確的測量。比例操作非常強大;它允許使用系統(tǒng)模擬電源進行測量和控制，以獲得與電壓基準或勵磁電源穩(wěn)定性無關(guān)的精度。由于大多數(shù)ADC的電源抑制相當高，因此電源電壓的漂移不會對測量產(chǎn)生不利影響。

圖3展示了直流非比率運算的缺點。它顯示了橋式傳感器應(yīng)用中的典型非比率配置。與前一個應(yīng)用程序一樣，ADC輸出數(shù)字代碼D OUT ，即AIN與VREF的比率。在該示例中，輸出代碼對橋激勵和參考電壓之間的相對變化敏感。激勵電壓的任何變化都會導(dǎo)致ADC看到的模擬輸入電壓發(fā)生變化。由于參考與激勵無關(guān)，因此數(shù)字輸出代碼將反映改變的激勵。非比率電路主要適用于需要針對絕對參考進行測量的應(yīng)用，或者單個轉(zhuǎn)換器用于各種無關(guān)模擬輸入的應(yīng)用。由于參考，激勵等的變化不會被消除，但會反映在測量中，因此大多數(shù)應(yīng)用都需要高精度，精確和穩(wěn)定的參考和激勵源。

In在高分辨率數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的設(shè)計中，設(shè)計人員應(yīng)始終牢記比例運算的成本效益，無論何時使用均可。

接線配置

種類繁多在溫度測量應(yīng)用中連接到電阻傳感器（如RTD和熱敏電阻）時可采用的接線配置?；镜?線，3線和4線連接如圖4所示。為什么這些格式具有各種復(fù)雜性和成本？如果不采取足夠的預(yù)防措施來消除它們，則引線電阻會引入顯著的測量誤差，特別是在低電阻100 W RTD應(yīng)用中。在RTD電路中，受控（通常是恒定的）電流通過傳感器，該電阻器的電阻逐漸地，可重復(fù)地并且隨溫度近似線性地增加。隨著電阻的增加，其電壓降會增加，雖然很小，但可以毫無困難地進行測量。

在理想的應(yīng)用中，測量的電壓應(yīng)僅包括傳感器本身的電阻增加。然而，在實踐中，尤其是在雙線配置中，測量點處的傳感器端子之間的實際電阻包括傳感器和引線的電阻。如果引線電阻保持不變，則不會影響溫度測量。但是，導(dǎo)線電阻確實隨溫度而變化;隨著環(huán)境條件的變化，導(dǎo)線電阻也會發(fā)生變化，從而引入誤差。如果傳感器是遠程的并且導(dǎo)線非常長，則這種誤差源在RTD應(yīng)用中將是顯著的，其中標稱傳感器值將是100W或1kW，并且增量變化通常為0.4％/°C的量級。 。標稱傳感器電阻值高于RTD的熱敏電阻應(yīng)用往往對引線電阻不太敏感，因為引線的誤差較小。

上面顯示的2線配置左邊是上面顯示的三個系統(tǒng)中最不準確的，因為引線電阻2RL及其隨溫度的變化會產(chǎn)生顯著的測量誤差。例如，如果每根導(dǎo)線的每根導(dǎo)線的引線電阻為0.5 W，則RL會在電阻測量中增加1 W的誤差。使用溫度= 0.00385 /°C的100 W RTD，電阻表示1 W /(0.385W /°C）或2.6°C的初始誤差，引線電阻隨環(huán)境溫度的變化會造成進一步的誤差。 / p>

由于省去了一根載流引線，圖4中的3線配置比2線配置有顯著改進。如果返回到V（+）的測量線饋入高阻抗節(jié)點，則該線中沒有電流流動，并且不會引入布線錯誤。然而，RTD返回線到V（ - ）和I（ - ）的引線電阻和熱特性仍然會引入誤差，因此誤差減少到雙線系統(tǒng)誤差的一半。

與2線和3線配置相比，圖4中的4線配置在精度和簡單性方面提供了最佳性能。在該應(yīng)用中，通過測量RTD處的溫度來消除由引線電阻和熱加熱效應(yīng)引起的誤差。來自RTD的返回線通常由高阻抗電路（放大器/模數(shù)轉(zhuǎn)換器）緩沖，因此返回線中沒有電流流動，也沒有引入錯誤。

如果兩個匹配的電流有源，可以設(shè)計3線系統(tǒng)，基本上消除任何布線電阻或熱效應(yīng)。使用AD7711轉(zhuǎn)換器的一個例子如圖5所示。激勵由來自上部200μA電流源的電流提供，流過連接線RL1的電阻。較低電流源提供流過另一測量線的電流，具有電阻RL2，產(chǎn)生與RL1上的壓降基本相等且相反的電壓降，當差分測量時抵消它。兩個電流的總和無害地通過返回線（RL3）流到地（差分測量忽略共模電壓）。流過12.5 kW系列電阻的200μA電流產(chǎn)生一個電壓，用作轉(zhuǎn)換器的參考電壓，提供比率測量。

AD7711，一個高電平分辨率sigma-delta ADC，將RTD的電壓轉(zhuǎn)換為數(shù)字。 AD7711是此應(yīng)用的理想轉(zhuǎn)換器選擇;它提供24位分辨率，片上可編程增益放大器和一對匹配的RTD激勵電流源。從示例中可以明顯看出，可以構(gòu)建完整的解決方案，而無需額外的信號調(diào)理組件。

交流激勵

圖6顯示了與橋式傳感器應(yīng)用中的直流激勵和測量相關(guān)的一些系統(tǒng)誤差源。在這個橋接電路中，無法區(qū)分放大器的直流（和低頻）輸出實際來自電橋的數(shù)量以及錯誤信號的數(shù)量。除非使用某種方法來區(qū)分實際信號與這些誤差源，否則不能處理由1 / f噪聲，寄生熱電偶和放大器偏移引入的誤差。交流激勵是解決這個問題的一個很好的解決方案。

來自橋式傳感器的信號，取決于激勵，通常很小。如果激勵為5 V且電橋靈敏度為3 mV / V，則最大輸出信號為15 mV。這些低電平信號提供的信息的劣化源包括噪聲（熱和1 / f），來自寄生熱電偶的電壓和放大器偏移誤差。例如，寄生熱電偶存在于正常電路布線中。如果電路上存在熱梯度，則錫鉛焊料和銅PC板跡線之間的連接點會引入3到4μV/°C的熱電偶效應(yīng)。電路板的銅跡線和放大器的可伐合金引腳之間也會存在熱電偶結(jié)，可能會產(chǎn)生高達35μV/°C的電壓誤差。在高分辨率數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中，這些熱電偶誤差，以及放大器偏移誤差和系統(tǒng)中的噪聲，都會產(chǎn)生明顯的直流和低頻誤差。

交流激勵是將這些錯誤與信號分離的有效方法。通過使用方波進行交流激勵，激勵信號的極性在測量之間反轉(zhuǎn)，可以有效地消除感應(yīng)的直流誤差。這種斬波方案還具有去除1 / f噪聲的效果，在這些應(yīng)用中，低噪聲（直流到幾Hz）占主導(dǎo)地位。

圖7顯示了如何配置橋接交流激勵。使用晶體管Q1至Q4執(zhí)行切換，在交替周期上反轉(zhuǎn)到橋的激勵電壓的極性。所有感應(yīng)的直流和低頻誤差都被歸為EOS。在階段1期間，Q1和Q4 on ，而Q2和Q3 off ;輸出VOUT由（V A + E OS ）給出。在階段2期間，Q2和Q3導(dǎo)通，而Q1和Q4截止，輸出V OUT ，由（-V A + E OS <表示/子>）。實際輸出是兩個相位的總和，給出V OUT = 2×V A 。用于交流激勵的控制信號必須是非重疊的時鐘信號。該方案以更復(fù)雜的設(shè)計為代價消除了與直流激勵相關(guān)的誤差。

圖8顯示了使用AD7730橋式傳感器ADC的橋式傳感器應(yīng)用，其中包括片上所有必要的電路在激勵切換后實現(xiàn)交流激勵并產(chǎn)生計算輸出結(jié)果。

AD7730Σ-ΔADC是一種完整的模擬前端，適用于稱重和壓力測量應(yīng)用。它采用+ 5V單電源供電，可直接接收來自傳感器的低電平信號，并輸出一個串行數(shù)字字。輸入信號應(yīng)用于基于模擬調(diào)制器的專有可編程增益前端。具有可調(diào)濾波器截止，輸出速率和建立時間的低通可編程數(shù)字濾波器處理調(diào)制器輸出。有兩個緩沖差分可編程增益模擬輸入，以及差分參考輸入。它接受四個單極和雙極模擬輸入范圍，從10 mV到80 mV滿量程。

直接可達到的峰峰值分辨率為230英寸計數(shù)。片上6位DAC允許在稱重應(yīng)用中補償皮重電壓。該器件的串行接口可配置為三線操作，并與微控制器和數(shù)字信號處理器兼容。 AD7730包含自校準和系統(tǒng)校準選項，偏移漂移小于5 nV /°C，增益漂移小于2 ppm /°C。通過這種漂移性能，通常不需要現(xiàn)場校準。

在圖8中，晶體管Q1至Q4執(zhí)行激勵電壓的切換。這些晶體管可以是離散匹配的雙極或MOS晶體管 - 或者專用的橋驅(qū)動器芯片，如Micrel的4427可用于執(zhí)行任務(wù)。

由于模擬輸入電壓和參考電壓相反在交替周期內(nèi)，AD7730必須與激勵電壓的這些反轉(zhuǎn)同步。對于同步切換，它提供用于切換激勵電壓的邏輯控制信號。這些信號是非重疊的CMOS輸出，ACX和 ACX 。交流激勵遇到的一個問題是切換后模擬輸入信號的建立時間，特別是在從橋接器到AD7730的引線較長的應(yīng)用中。轉(zhuǎn)換器可能會產(chǎn)生錯誤數(shù)據(jù)，因為它正在處理未完全穩(wěn)定的信號。因此，允許用戶在ACX信號的切換和模擬輸入處的數(shù)據(jù)處理之間編程延遲高達48.75μs。 AD7730還可根據(jù)輸出更新速率調(diào)整ACX開關(guān)頻率。這樣可以避免以比系統(tǒng)要求更快的速度切換網(wǎng)橋。

AD7730處理與激勵電壓相同的參考電壓的能力在交流激勵中特別有用，其中參考輸入上的電阻分壓器布置增加了與開關(guān)相關(guān)的建立時間。

交流激勵可以有效地用于消除使用電阻傳感器的溫度測量應(yīng)用中的自加熱效應(yīng)。當使用RTD測量溫度時，激勵電流本身（無論多小）產(chǎn)生I 2 R或焦耳加熱，產(chǎn)生略高于測量溫度的指示溫度。自熱程度在很大程度上取決于RTD浸入的介質(zhì)。 RTD將在靜止空氣中自動加熱至高于移動水的溫度。

通過常用的直流激勵，通過傳感器的激勵電流必須足夠大，以使最小的溫度變化為測量結(jié)果是電壓變化超過系統(tǒng)噪聲，系統(tǒng)偏移和漂移?？朔@些誤差所需的激勵電流通常為1mA或更大。 RTD中消耗的功率導(dǎo)致其溫度升高，從而在測量中引入漂移誤差，這降低了系統(tǒng)精度。例如，使用1-mA直流激勵源和1-kW RTD，其自熱效應(yīng)為0.05°C / mW，導(dǎo)致漂移誤差為0.5°C。

由于交流激勵源會降低偏移和漂移效應(yīng)，因此在許多應(yīng)用中可以使用更小的激勵電流。因此，降低的激勵電流不僅降低了RTD中的自熱效應(yīng)（通過電流減少的平方?。?如上所述，它還降低了相關(guān)的直流和低頻輸出誤差。

圖9顯示了用于交流激勵RTD測量的AD7730高分辨率Σ-Δ轉(zhuǎn)換器。在此應(yīng)用中，AD7730采用分離電源供電，即AV DD 和DV DD 處于不同的電位，AGND和DGND處于不同的電位。通過這種安排，AV DD 或DV DD 必須不超過AGND 5.5V。因此，當使用±2.5 V模擬電源工作時，DV DD 必須相對于數(shù)字地（系統(tǒng)地）限制為+3 V.

AD7730的ACX控制此應(yīng)用中電流反轉(zhuǎn)的輸出是根據(jù)AV DD 和AGND電源建立的。當ACX為高電平時，100μA的電流在一個方向上流過RTD;當ACX為低電平時，100μA電流以相反方向流過RTD。開關(guān)極性電流源采用運算放大器U1和U2，采用標準電壓 - 電流轉(zhuǎn)換配置。 AD7730配置為交流激勵模式，在其ACX輸出端產(chǎn)生方波。在轉(zhuǎn)換過程中，ADC獲取兩個轉(zhuǎn)換結(jié)果 - 在ACX信號的每個相位上一個 - 并在ADC內(nèi)組合它們以產(chǎn)生一個表示測量溫度的數(shù)據(jù)輸出字。

例如，如果在ACX信號的第一階段期間的RTD輸出為10 mV，并且由于寄生熱電偶而存在1 mV電路引起的直流誤差，則ADC測量為11 mV。在第二階段，激勵電流反向，ADC從RTD測量為-10 mV，再次出現(xiàn)+ 1 mV直流誤差，在此階段產(chǎn)生-9mV的ADC輸出。這些測量在ADC內(nèi)處理（11 mV - （ - 9mV）/ 2 = 10mV），從而消除了系統(tǒng)內(nèi)的直流誤差。交流激勵允許100μA附近的電流有效地用于RTD應(yīng)用，如圖9所示，大大降低了自熱效應(yīng)。

因為轉(zhuǎn)換器的參考電壓是使用激勵電流產(chǎn)生的，RTD的電阻是按比例測量的。因此，電壓 - 電流轉(zhuǎn)換器中的外部電阻值不會影響系統(tǒng)精度，因為驅(qū)動電流的精確值并不重要，約為1％。因此，100 ppm /°C的電阻就足夠了。然而，使用電流來產(chǎn)生ADC參考電壓的RREF的電阻必須在整個溫度范圍內(nèi)保持穩(wěn)定，以避免測量輸出中的參考引起的誤差。通過所示電路，可以輕松調(diào)節(jié)-200°C至+ 200°C的溫度范圍。

如果斬波處于線路頻率（50或60 Hz），線頻拾取可產(chǎn)生偏移，建議在異步57 Hz（發(fā)生濾波器空值）時進行斬波器操作。在單極性0-20 mV范圍內(nèi)使用AD7730且更新速率為57 Hz時，可實現(xiàn)16位峰峰值分辨率。在RTD應(yīng)用中使用AD7730的另一個重要好處是它對輻射電場和快速瞬態(tài)脈沖（EFT）的抗擾度。在嘈雜的環(huán)境中工作時，建議在斬波模式下使用AD7730。 AD7730中使用的斬波穩(wěn)定技術(shù)可消除失調(diào)并最大限度地減少失調(diào)漂移。當AD7730在CHOP模式下工作時，信號鏈（包括第一級濾波器）會被斬波。這會將整體漂移性能降低到5 nV /°C以下。 AD7730可在30 MHz至1 GHz的電場（1 V / m至3 V / m）下工作，在整個頻率范圍內(nèi)具有平坦偏移。在沒有斬波的情況下，在存在電場的情況下，偏移性能會下降并隨頻率漂移。

總結(jié)

在設(shè)計高分辨率數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)時，必須注意選擇激勵方法，換能器的激勵源以及用于傳輸?shù)碗娖侥M信號的現(xiàn)場布線方案從傳感器到A / D轉(zhuǎn)換器。

傳感器可以用交流或直流電流或電壓激勵。 DC比激勵更廣泛地使用DC，因為使用直流激勵的系統(tǒng)更容易實現(xiàn)和排除故障;但它們有許多缺點。傳感器的激勵幅度必須足夠大，以便測量的最小變化導(dǎo)致電壓變化超過系統(tǒng)的噪聲，偏移和漂移。

如果大的直流誤差和低頻噪聲預(yù)計，交流激勵是有用的。激勵源在交替的周期上切換，測量得到的振幅并取平均值以提供轉(zhuǎn)換結(jié)果。因此，交流激勵消除了信號鏈中1 / f噪聲和直流感應(yīng)寄生熱電偶效應(yīng)的影響。這允許大大減少激勵，從而減少基于電阻的傳感器中的自加熱引入的誤差。這些好處通常會超出實施成本稍高的缺點，并且在進行測量之前必須注意確保足夠的安置。

可選擇傳感器接線配置，包括2到4根線，具體取決于所需的精度。四線配置可消除由于引線電阻和布線中的熱效應(yīng)引起的誤差，從而提供最佳精度。系統(tǒng)可配置有共同的激勵和參考（比例），或具有獨立的參考（非比例）。比率是優(yōu)選的，因為它允許測量和控制的精度大于電壓參考或激勵電源的穩(wěn)定性。測量對激勵變化不敏感。

結(jié)論：在可能的情況下，高分辨率數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的最佳設(shè)計應(yīng)使用4線配置，并利用比率運算和交流激勵的優(yōu)勢。