現(xiàn)如今，賽靈思 FPGA 上采用低電壓差分信令 (LVDS) 輸入，僅需一個(gè)電阻器和一個(gè)電容器就能實(shí)現(xiàn)模擬輸入信號(hào)的數(shù)字化。由于數(shù)百組 LVDS 輸入駐留在生成電流的賽靈思器件上，因此理論上可通過(guò)單個(gè) FPGA 芯片實(shí)現(xiàn)數(shù)百模擬信號(hào)地?cái)?shù)字化。

我們的團(tuán)隊(duì)近期在為數(shù)字化 128 元件線性超聲波陣列換能器信號(hào)研究選項(xiàng)時(shí)，發(fā)現(xiàn)了一個(gè)極具潛力的設(shè)計(jì)領(lǐng)域——可用 3.75MHz 中央頻率配合 5 位分辨率對(duì)限帶輸入信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化。下面我們來(lái)看看該演示項(xiàng)目的詳細(xì)情況。

2009 年，賽靈思推出了一款 LogiCORE 軟 IP 核，其外加一個(gè)外部比較器、一個(gè)電阻器和一個(gè)電容器即可實(shí)現(xiàn)能對(duì)頻率高達(dá) 1.205 kHz 的輸入進(jìn)行數(shù)字化的模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC)。若讓 FPGA 的 LVDS 輸入（而不是外部比較器）結(jié)合增量調(diào)制器 ADC 架構(gòu)，僅需一個(gè)電阻器和一個(gè)電容器，就能對(duì)頻率高得多的模擬輸入信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化。

1、ADC 拓?fù)渑c試驗(yàn)平臺(tái)

圖 1 是采用 LVDS 輸入且在賽靈思 FPGA 上實(shí)現(xiàn)的單通道增量調(diào)制器 ADC 的框圖。在這里，模擬輸入驅(qū)動(dòng)非反相 LVDS_33 緩沖器輸入，而輸入信號(hào)范圍則基本為 0 至 3.3 伏特。LDVS_33 緩沖器的輸出在遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于輸入模擬信號(hào)頻率的時(shí)鐘頻率下采樣，并通過(guò) LVCMOS33 輸出緩沖器和外部一階 RC 濾波器反饋給反相 LVDS_33 緩沖器輸入。就適當(dāng)選擇的時(shí)鐘頻率 (F)、電阻 (R) 和電容 (C) 而言，只需采用該電路，反饋信號(hào)就可跟蹤輸入模擬信號(hào)。

例如，圖 2 在 F = 240MHz、R = 2K、C = 47 pF 時(shí)分別以黃色和藍(lán)色顯示了輸入信號(hào)（通道 1）和反饋信號(hào)（通道 2）。所顯示的輸入信號(hào)由 Agilent 33250A 函數(shù)信號(hào)生成器采用其 200MHz 12 位任意輸出函數(shù)信號(hào)功能生成。我們用 Tektronix DPO 3054 示波器計(jì)算得出的輸入信號(hào)的傅立葉轉(zhuǎn)換則顯示為紅色（通道 M）。在這些頻率下，示波器探針的輸入電容（以及接地問(wèn)題）確實(shí)會(huì)弱化示波器中顯示的反饋信號(hào)，但圖 2 同時(shí)也展示了該電路的工作情況。

我們通過(guò)對(duì) 1Vpp3.75MHz 正弦波應(yīng)用 Blackman-Nuttall 窗，定義了圖 2 所示的帶限輸入信號(hào)。雖然與理論視窗信號(hào)相關(guān)的噪聲底限幾乎比與中央頻率相關(guān)的量級(jí)低 100 dB，但 Agilent 33250A 函數(shù)信號(hào)生成器的 200MHz 采樣頻率及 12 位分辨率會(huì)導(dǎo)致遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于理想水平的演示信號(hào)。許多中央頻率接近 3.75MHz 的超聲波換能器產(chǎn)生的輸出信號(hào)自然會(huì)受到頻帶限制，這是因?yàn)閾Q能器機(jī)械屬性的緣故，因此該輸出信號(hào)是使用這種方法的理想信號(hào)源。

我們使用 DigilentCmod S6 開(kāi)發(fā)模塊得到了圖 2 所示的圖形，該開(kāi)發(fā)模塊在支持 8 個(gè) R/C 網(wǎng)絡(luò)和各種輸入接插件的小型定制化印刷電路板上安裝了賽靈思 Spartan-6XC6SLX4 FPGA，允許原型系統(tǒng)同時(shí)對(duì)多達(dá) 8 個(gè)信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化。

每個(gè)通道都以 50 歐姆接地電阻并行端接，從而可使同軸線纜與信號(hào)生成器正確端接。必須注意的是，為了實(shí)現(xiàn)這一性能，我們將 LVCMOS33 緩沖器的驅(qū)動(dòng)電流值設(shè)置為 24 mA，將壓擺率設(shè)置為 FAST，如圖 5 示例 VHDL 源代碼中所述。

此外，該定制化原型電路板還支持使用 FTDIFT2232H USB 2.0 迷你模塊，我們用其將封包的串行比特流傳輸給主機(jī) PC 進(jìn)行分析。圖 3 是輸入圖 2 模擬信號(hào)后原型電路板所生成的比特流的傅立葉轉(zhuǎn)換強(qiáng)度。與 240MHz 采樣頻率的次諧波相關(guān)的峰值清晰可見(jiàn)，與輸入信號(hào)相關(guān)的峰值頻率為 3.75MHz。

２、大量的抽頭

為比特流應(yīng)用帶通有限脈沖響應(yīng) (FIR) 濾波器，可生成模擬輸入信號(hào)（ADC 輸出）的 N 位二進(jìn)制表示法。但由于數(shù)字比特流的頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于模擬輸入信號(hào)，因此您需要使用有大量抽頭的 FIR 濾波器。但是，被過(guò)濾的數(shù)據(jù)只有 0 和 1 兩個(gè)值，因此無(wú)需乘法器，只需加法器將 FIR 濾波器系數(shù)相加。

圖 4 所示的 ADC 輸出在主機(jī) PC 上采用有 801 個(gè)抽頭的帶通濾波器生成，其中央頻率為 3.75MHz，是我們使用免費(fèi)在線 TFilter FIR 濾波器設(shè)計(jì)工具設(shè)計(jì)而成的。該濾波器除了 2.5MHz 至 5MHz 帶通之外，還有 36dB 或更大衰減，在 3 和 4.5MHz 之間有 0.58dB 的波紋。

圖 4 所示的 ADC 輸出信號(hào)分辨率約為 5 位，這基本上由過(guò)采樣速率決定，您可使用針對(duì)較低輸入頻率優(yōu)化的設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)更高的分辨率。

此外，圖 4 所示的 ADC 輸出信號(hào)在 240MHz 頻率下不僅嚴(yán)重過(guò)采樣，而且還大幅減少了，能進(jìn)一步減少 ADC 輸出帶寬。在帶通濾波器和抽取塊的硬件實(shí)現(xiàn)過(guò)程中，如果按 16 分之一抽取，每 16 個(gè)濾波器輸出值就只需計(jì)算一次，其可讓有效采樣率降至 15MHz（比帶限輸入信號(hào)的最高頻率快 3 倍），進(jìn)而可降低硬件要求。

圖 5 是 DigilentCmod S6 開(kāi)發(fā)模塊用于生成如圖 2 所示反饋信號(hào)的 VHDL 源代碼以及與圖 3 傅立葉轉(zhuǎn)換相關(guān)的比特流數(shù)據(jù)。LVDS_33 輸入緩沖器可直接實(shí)例化，然后分別連接至模擬輸入信號(hào)和反饋信號(hào) sigin_p 和 sigin_n。內(nèi)部信號(hào) sig 由 LVDS_33 緩沖器的輸出驅(qū)動(dòng)，并由隱含的觸發(fā)器采樣以生成 sigout。信號(hào) sigout 是串行比特流，其經(jīng)過(guò)過(guò)濾，可生成 N 位 ADC 輸出。我們使用免費(fèi)的賽靈思 ISE Webpack 工具實(shí)現(xiàn)了該項(xiàng)目。圖 5 是 VHDL 代碼以及一部分與圖 1 電路系統(tǒng)有關(guān)的 UCF 文件。

3、組件數(shù)量少

近期一些文章將我們描述的 ADC 架構(gòu)誤稱為 ?∑ 架構(gòu)。盡管真正的 ?∑ ADC 極富優(yōu)勢(shì)，但這種方法簡(jiǎn)單，而且組件數(shù)量少，對(duì)某些應(yīng)用極具誘惑力。LVDS_33 輸入緩沖器具有較高的輸入阻抗，因此在許多應(yīng)用中，傳感器輸出可直接連接至 FPGA 輸入，無(wú)需前置放大器或緩沖器。這在許多系統(tǒng)中都很有優(yōu)勢(shì)。

我們的方法還有一個(gè)優(yōu)勢(shì)，那就是通過(guò)疊加來(lái)實(shí)現(xiàn)“混合”多個(gè)串行比特流以及應(yīng)用單個(gè)濾波器來(lái)恢復(fù)輸出信號(hào)的應(yīng)用。例如，在基于陣列的超聲波系統(tǒng)中，串行比特流可延時(shí)實(shí)現(xiàn)聚焦算法，隨后以矢量的方式添加，而單個(gè)濾波器則用于恢復(fù)數(shù)字化聚焦的超聲波矢量。

采用 FIR 濾波器生成 ADC 輸出是一個(gè)簡(jiǎn)單笨拙的方法，這里使用這種方法主要是為了說(shuō)明起見(jiàn)。在大多數(shù)實(shí)現(xiàn)方案中，ADC 輸出將用傳統(tǒng)積分／低通濾波器解調(diào)器拓?fù)渖伞?/p>