本文檔介紹了反激式轉(zhuǎn)換器的基本原理及其操作背后的機(jī)制。它包括關(guān)于設(shè)計電阻-電容-二極管 (RCD) 緩沖器的簡短而簡明的討論，這是這些反激式轉(zhuǎn)換器最重要的部分。此外，Fairchild 在本說明中還推薦了一款功能強(qiáng)大的工具，可以幫助用戶在幾分鐘內(nèi)設(shè)計出緩沖器。

反激電路由很少的組件組成，是最簡單的拓?fù)渲?。它是中低功率?yīng)用非常受歡迎的選擇，例如電池充電器、適配器、DVD 播放器和 LED 驅(qū)動器。然而，盡管其電路簡單，可靠的反激式轉(zhuǎn)換器的設(shè)計仍然相當(dāng)具有挑戰(zhàn)性。例如，電阻-電容-二極管 (RCD) 緩沖器是反激式轉(zhuǎn)換器的關(guān)鍵元件，需要可靠的計算和實驗驗證才能確定最佳參數(shù)。否則，轉(zhuǎn)換器的可靠性或效率和成本可能會受到嚴(yán)重影響。

帶有 RCD 緩沖器的反激式轉(zhuǎn)換器及其在 DCM 操作中的關(guān)鍵波形

圖 1 顯示了具有一些關(guān)鍵寄生元件的反激式轉(zhuǎn)換器，例如 Llk（變壓器的初級漏電感）和 Coss（MOSFET 的寄生結(jié)電容）。該圖還顯示了在非連續(xù)導(dǎo)通操作模式 (DCM) 下具有 RCD 緩沖器的反激式轉(zhuǎn)換器的關(guān)鍵波形。

當(dāng) MOSFET 關(guān)斷時，初級電流 id 為 COSS 充電。一旦 COSS 兩端的電壓超過輸入電壓加上反射輸出電壓 Vin+nVo，次級二極管就會開啟，并將磁化電感器 Lm 兩端的電壓鉗位到 n*Vo。然后，由于 Llk & Coss 的存在，會發(fā)生高頻諧振并導(dǎo)致 MOSFET 上的電壓過高。這種過大的電壓應(yīng)該被抑制到可接受的水平。通常，圖 1 中所示的 RCD 緩沖器用于此電壓抑制目的。

在二極管導(dǎo)通的瞬態(tài)期間，Llk 兩端的電壓為 Vsn-nVo。Vsn 是緩沖電容器 Csn 兩端的電壓。初級電流流入 Csn，如圖 1 所示。 is 的斜率為

壓裂{di_ {sn}}{dt}=-(frac{V_ {sn}-nV_ {o}}{L_{lk}})hspace {70mm}(1)

其中 n 是主變壓器的匝數(shù)比，L(lk) 是主變壓器的漏感。

根據(jù)經(jīng)驗，RCD 緩沖器應(yīng)配置為將 Vsn 鉗位在 nVo 的大約 2-2.5 倍。此外，Vsn 加上最大輸入電壓不應(yīng)高于 MOSFET 額定擊穿電壓 (BVdiss) 的 80%。過高的 Vsn 將需要使用具有更高額定擊穿電壓的 MOSFET。非常小的 Vsn 會導(dǎo)致緩沖電路的嚴(yán)重?fù)p耗。緩沖電路的功耗由下式獲得：

P_{sn}=V_{sn}frac{i_ {peak}*t_{s}}{2}f_ {s}=frac{1}{2}L_ {lk}i_ {peak}^ {2}frac{ V_{sn}}{V_{sn}-nV_{o}}f_{s}hspace {50mm}(2)

其中 ipeak 為變壓器初級電流在最小輸入電壓和滿載運行條件下的峰值電流。時間 ts 是：

t_{s}=frac{L_{lk}*i_{peak}}{V_{sn}-nV_{o}}hspace {70mm}(3)

應(yīng)根據(jù)功率損耗選擇合適額定功率的緩沖電阻 Rsn。因此，可以使用以下等式計算電阻 Rsn。

R_{sn}=frac{V_{sn}^ {2}}{frac{1}{2}L_{lk}i_{peak}^{2}}frac{V_{sn}}{V_{sn}- nV_{o}}f_{s}hspace {50mm}(4)

緩沖電容電壓的最大紋波由下式獲得：

三角形 V_{sn}=frac{V_{sn}}{C_{sn}R_{sn}f_{s}}hspace {50mm}(5)

通常，5~10% 的紋波是合理的。因此，緩沖器電容 Csn 可以使用上述公式計算。

緩沖電容器應(yīng)該是陶瓷或薄膜電容器，提供低等效串聯(lián)電阻 (ESR)。電解電容或鉭電容不適用于這種緩沖器應(yīng)用。

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