Henry Zhang

本文介紹線性穩(wěn)壓器和開關(guān)模式電源（SMPS）的基本概念。它面向可能不太熟悉電源設(shè)計和選擇的系統(tǒng)工程師。解釋了線性穩(wěn)壓器和SMPS的基本工作原理，并討論了每種解決方案的優(yōu)缺點(diǎn)。以降壓轉(zhuǎn)換器為例，進(jìn)一步說明開關(guān)穩(wěn)壓器的設(shè)計考慮因素。

介紹

當(dāng)今的設(shè)計要求電子系統(tǒng)中的電源軌和電源解決方案越來越多，負(fù)載范圍從備用電源的幾mA到ASIC穩(wěn)壓器的100A以上。為目標(biāo)應(yīng)用選擇合適的解決方案并滿足指定的性能要求非常重要，例如高效率、緊湊的印刷電路板 （PCB） 空間、精確的輸出調(diào)節(jié)、快速瞬態(tài)響應(yīng)、低解決方案成本等。對于系統(tǒng)設(shè)計人員來說，電源管理設(shè)計正成為一項越來越頻繁和更具挑戰(zhàn)性的任務(wù)，其中許多人可能沒有很強(qiáng)的電源背景。

電源轉(zhuǎn)換器從給定的輸入電源為負(fù)載產(chǎn)生輸出電壓和電流。它需要滿足穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)條件下的負(fù)載電壓或電流調(diào)節(jié)要求。它還必須在組件發(fā)生故障時保護(hù)負(fù)載和系統(tǒng)。根據(jù)具體應(yīng)用，設(shè)計人員可以選擇線性穩(wěn)壓器 （LR） 或開關(guān)模式電源 （SMPS） 解決方案。為了做出解決方案的最佳選擇，設(shè)計人員必須熟悉每種方法的優(yōu)點(diǎn)、缺點(diǎn)和設(shè)計問題。

本文重點(diǎn)介紹非隔離電源應(yīng)用，并介紹其工作和設(shè)計基礎(chǔ)知識。

線性穩(wěn)壓器

線性穩(wěn)壓器的工作原理

讓我們從一個簡單的例子開始。在嵌入式系統(tǒng)中，前端電源提供12V總線軌。在系統(tǒng)板上，需要3.3V電壓為運(yùn)算放大器（op amp）供電。產(chǎn)生3.3V電壓的最簡單方法是使用12V總線上的電阻分壓器，如圖1所示。效果好嗎？答案通常是否定的。運(yùn)算放大器的 V抄送引腳電流在不同的工作條件下可能會有所不同。如果使用固定電阻分壓器，則 IC V抄送電壓隨負(fù)載而變化。此外，12V總線輸入可能無法很好地調(diào)節(jié)。同一系統(tǒng)中可能有許多其他負(fù)載共享 12V 電源軌。由于總線阻抗，12V總線電壓隨總線負(fù)載條件而變化。因此，電阻分壓器無法為運(yùn)算放大器提供穩(wěn)定的3.3V電壓以確保其正常工作。因此，需要一個專用的電壓調(diào)節(jié)環(huán)路。如圖2所示，反饋環(huán)路需要調(diào)整頂部電阻R1值，以動態(tài)調(diào)節(jié)3.3V的導(dǎo)通電壓抄送.

圖1.電阻分壓器產(chǎn)生 3.3V直流從 12V 總線輸入

圖2.反饋環(huán)路調(diào)整串聯(lián)電阻R1值以調(diào)節(jié)3.3V

這種可變電阻可以通過線性穩(wěn)壓器來實現(xiàn)，如圖3所示。線性穩(wěn)壓器以線性模式工作雙極性或場效應(yīng)功率晶體管（FET）。因此，晶體管用作與輸出負(fù)載串聯(lián)的可變電阻器。為了建立反饋環(huán)路，從概念上講，誤差放大器通過采樣電阻網(wǎng)絡(luò)R檢測直流輸出電壓一個和 RB，然后比較反饋電壓VFB帶基準(zhǔn)電壓 V裁判.誤差放大器輸出電壓通過電流放大器驅(qū)動串聯(lián)功率晶體管的基極。當(dāng)輸入 V 時總線電壓降低或負(fù)載電流增加，V抄送輸出電壓下降。反饋電壓VFB也減少了。因此，反饋誤差放大器和電流放大器產(chǎn)生更多的電流進(jìn)入晶體管Q1的基極。這降低了壓降V行政長官因此帶回了 V抄送輸出電壓，使VFB等于 V裁判.另一方面，如果 V抄送輸出電壓上升，以類似的方式，負(fù)反饋電路增加V行政長官以確保3.3V輸出的精確調(diào)節(jié)。總之，V的任何變化O被線性穩(wěn)壓器晶體管的V吸收行政長官電壓。所以輸出電壓V抄送始終是恒定的，并且受到良好的監(jiān)管。

圖3.線性穩(wěn)壓器實現(xiàn)可變電阻來調(diào)節(jié)輸出電壓

為什么使用線性穩(wěn)壓器？

線性穩(wěn)壓器長期以來一直被工業(yè)廣泛使用。它是電源行業(yè)的基礎(chǔ)，直到 1960 年代后開關(guān)模式電源開始流行。即使在今天，線性穩(wěn)壓器仍然廣泛用于廣泛的應(yīng)用。

除了使用簡單之外，線性穩(wěn)壓器還具有其他性能優(yōu)勢。電源管理供應(yīng)商已經(jīng)開發(fā)出許多集成線性穩(wěn)壓器。典型的集成線性穩(wěn)壓器只需要 V在， V外、FB 和可選的 GND 引腳。圖 4 示出了 3 多年前開發(fā)的典型 1083 引腳線性穩(wěn)壓器 LT20。它只需要一個輸入電容、輸出電容和兩個反饋電阻來設(shè)置輸出電壓。幾乎任何電氣工程師都可以使用這些簡單的線性穩(wěn)壓器設(shè)計電源。

圖4.集成線性穩(wěn)壓器示例：7.5A 線性穩(wěn)壓器，僅采用三個引腳

一個缺點(diǎn) – 線性穩(wěn)壓器會消耗大量功率

使用線性穩(wěn)壓器的一個主要缺點(diǎn)可能是其串聯(lián)晶體管Q1在線性模式下工作的功耗過大。如前所述，線性穩(wěn)壓器晶體管在概念上是一個可變電阻。由于所有負(fù)載電流必須通過串聯(lián)晶體管，因此其功耗為P損失= （V在– VO） ? IO.在這種情況下，線性穩(wěn)壓器的效率可以通過以下方式快速估算：

因此，在圖1示例中，當(dāng)輸入為12V，輸出為3.3V時，線性穩(wěn)壓器效率僅為27.5%。在這種情況下，72.5%的輸入功率被浪費(fèi)并在穩(wěn)壓器中產(chǎn)生熱量。這意味著晶體管必須具有熱能力，以便在最大V的最壞情況下處理其功率/散熱。在和滿載。所以線性穩(wěn)壓器及其散熱器的尺寸可能會很大，特別是當(dāng)VO遠(yuǎn)小于 V在.圖5顯示，線性穩(wěn)壓器的最大效率與V成正比O/V在率。

圖5.最大線性穩(wěn)壓器效率與 V 的關(guān)系O/V在率

另一方面，如果V，線性穩(wěn)壓器可以非常有效O接近V在.但是，線性穩(wěn)壓器（LR）還有另一個限制，即V之間的最小電壓差在和 VO.LR中的晶體管必須以線性模式工作。因此，它要求雙極晶體管的集電極至發(fā)射極或FET的漏極至源極具有一定的最小壓降。當(dāng) VO太接近 V在，LR 可能無法再調(diào)節(jié)輸出電壓?？稍诘驮Ａ?（V在– VO） 稱為低壓差穩(wěn)壓器 （LDO）。

同樣明顯的是，線性穩(wěn)壓器或LDO只能提供降壓型DC/DC轉(zhuǎn)換。在需要 V 的應(yīng)用中O電壓高于V在電壓，或需要負(fù)VO來自正 V 的電壓在電壓、線性穩(wěn)壓器顯然不工作。

帶高功率均流的線性穩(wěn)壓器 [8]

對于需要更大功率的應(yīng)用，穩(wěn)壓器必須單獨(dú)安裝在散熱器上以散熱。在全表面貼裝系統(tǒng)中，這不是一個選項，因此功耗的限制（例如1W）限制了輸出電流。不幸的是，直接并聯(lián)線性穩(wěn)壓器來傳播產(chǎn)生的熱量并不容易。

用精密電流源代替圖3所示的基準(zhǔn)電壓源，允許線性穩(wěn)壓器直接并聯(lián)以分散電流負(fù)載，從而在IC之間分散散熱。這使得線性穩(wěn)壓器可以在高輸出電流、全表面貼裝應(yīng)用中使用，在這些應(yīng)用中，電路板上的任何單個點(diǎn)只能散發(fā)有限的熱量。LT?3080 是第一款可并聯(lián)用于以獲得較高電流的可調(diào)線性穩(wěn)壓器。如圖6所示，它有一個精密零TC 10μA內(nèi)部電流源連接到運(yùn)算放大器的同相輸入端。帶外部單電壓設(shè)置電阻器 R設(shè)置，線性穩(wěn)壓器輸出電壓可在0V至（V）范圍內(nèi)調(diào)節(jié)在– V輟學(xué)).

圖6.單電阻器設(shè)置 LDO LT3080 并采用一個精準(zhǔn)電流源基準(zhǔn)

圖 7 顯示了并聯(lián) LT3080 以實現(xiàn)均流是多么容易。只需將 LT3080 的 SET 引腳連接在一起，兩個穩(wěn)壓器共享相同的基準(zhǔn)電壓。由于運(yùn)算放大器經(jīng)過精確調(diào)整，調(diào)整引腳和輸出之間的失調(diào)電壓小于2mV。在這種情況下，只需要10mΩ鎮(zhèn)流電阻（可以是一個小的外部電阻和PCB走線電阻的總和）就可以平衡負(fù)載電流，實現(xiàn)優(yōu)于80%的均衡均流。需要更多動力？即使并聯(lián) 5 到 10 個設(shè)備也是合理的。

圖7.并聯(lián)兩個 LT3080 線性穩(wěn)壓器以實現(xiàn)更高的輸出電流

首選線性穩(wěn)壓器的應(yīng)用

在許多應(yīng)用中，線性穩(wěn)壓器或LDO為開關(guān)電源提供卓越的解決方案，包括：

簡單/低成本的解決方案。線性穩(wěn)壓器或LDO解決方案簡單易用，特別適用于熱應(yīng)力不重要的低輸出電流低功耗應(yīng)用。無需外部功率電感器。

低噪聲/低紋波應(yīng)用。對于噪聲敏感型應(yīng)用，如通信和無線電設(shè)備，最大限度地降低電源噪聲非常重要。線性穩(wěn)壓器的輸出電壓紋波非常低，因為沒有元件頻繁打開和關(guān)閉，線性穩(wěn)壓器可以具有非常高的帶寬。所以幾乎沒有EMI問題。一些特殊的LDO，如ADI公司的LT1761 LDO系列，具有低至20μV有效值輸出端的噪聲電壓。SMPS幾乎不可能達(dá)到這種低噪聲水平。即使使用非常低的ESR電容，SMPS通常也具有mV的輸出紋波。

快速瞬態(tài)應(yīng)用。線性穩(wěn)壓器反饋環(huán)路通常是內(nèi)部的，因此不需要外部補(bǔ)償。通常，線性穩(wěn)壓器具有比SMPS更寬的控制環(huán)路帶寬和更快的瞬態(tài)響應(yīng)。

低壓差應(yīng)用。對于輸出電壓接近輸入電壓的應(yīng)用，LDO 可能比 SMPS 效率更高。ADI公司的LTC1844、LT3020和LTC3025等壓差非常低的LDO （VLDO）具有20mV至90mV的壓差和高達(dá)150mA的電流。最小輸入電壓可低至 0.9V。由于LR中沒有交流開關(guān)損耗，因此LR或LDO的輕負(fù)載效率與其滿載效率相似。SMPS通常具有較低的輕負(fù)載效率，因為它具有交流開關(guān)損耗。在輕負(fù)載效率也至關(guān)重要的電池供電應(yīng)用中，LDO可以提供比SMPS更好的解決方案。

總之，設(shè)計人員使用線性穩(wěn)壓器或LDO，因為它們簡單、低噪聲、低成本、易于使用并提供快速瞬態(tài)響應(yīng)。如果 VO接近V在，LDO 可能比 SMPS 更高效。

開關(guān)模式電源基礎(chǔ)知識

為什么使用開關(guān)模式電源？

一個快速的答案是高效率。在SMPS中，晶體管在開關(guān)模式下工作，而不是線性模式。這意味著當(dāng)晶體管導(dǎo)通并傳導(dǎo)電流時，其電源路徑上的壓降最小。當(dāng)晶體管關(guān)閉并阻斷高壓時，幾乎沒有電流通過其電源路徑。所以半導(dǎo)體晶體管就像一個理想的開關(guān)。因此，晶體管中的功率損耗最小。高效率、低功耗和高功率密度（小尺寸）是設(shè)計人員使用SMPS而不是線性穩(wěn)壓器或LDO的主要原因，尤其是在高電流應(yīng)用中。例如，現(xiàn)在的12V在， 3.3V外開關(guān)模式同步降壓電源通?？蓪崿F(xiàn)>90%的效率，而線性穩(wěn)壓器的效率則不到27.5%。這意味著功率損耗或尺寸減小至少八倍。

最受歡迎的開關(guān)電源——降壓轉(zhuǎn)換器

圖8顯示了最簡單、最常用的開關(guān)穩(wěn)壓器，即降壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器。它有兩種工作模式，具體取決于晶體管Q1是打開還是關(guān)閉。為了簡化討論，假設(shè)所有功率器件都是理想的。當(dāng)開關(guān)（晶體管）Q1導(dǎo)通時，開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓V西 南部= V在電感L電流被充電（V在– VO).圖8（a）顯示了這種電感充電模式下的等效電路。當(dāng)開關(guān)Q1關(guān)斷時，電感電流流過續(xù)流二極管D1，如圖8（b）所示。開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓V西 南部= 0V，電感L電流由V放電O負(fù)荷。由于理想電感器在穩(wěn)態(tài)下不可能有直流電壓，因此平均輸出電壓VO可以給出為：

其中 T上是切換周期 TS 內(nèi)的導(dǎo)通時間間隔。如果比值 T上/TS定義為占空比D，輸出電壓VO是：

當(dāng)濾波電感L和輸出電容C時O值足夠高，輸出電壓VO是只有mV紋波的直流電壓。在這種情況下，對于12V輸入降壓電源，從概念上講，27.5%占空比可提供3.3V輸出電壓。

圖8.降壓轉(zhuǎn)換器工作模式和典型波形

除了上述平均方法之外，還有另一種方法可以推導(dǎo)出占空比方程。理想的電感不能在穩(wěn)態(tài)下具有直流電壓。因此，它必須在開關(guān)周期內(nèi)保持電感伏秒平衡。根據(jù)圖8中的電感電壓波形，伏秒平衡需要：

等式（5）與等式（3）相同。相同的伏秒平衡方法可用于其他 DC/DC 拓?fù)洌缘贸稣伎毡扰c V 的關(guān)系在和 VO方程。

降壓轉(zhuǎn)換器的功率損耗

直流傳導(dǎo)損耗

憑借理想元件（導(dǎo)通狀態(tài)下的零壓降和零開關(guān)損耗），理想的降壓轉(zhuǎn)換器效率可達(dá)100%。實際上，功耗始終與每個功率組件相關(guān)聯(lián)。SMPS中有兩種類型的損耗：直流傳導(dǎo)損耗和交流開關(guān)損耗。

降壓轉(zhuǎn)換器的傳導(dǎo)損耗主要由晶體管Q1、二極管D1和電感L在傳導(dǎo)電流時的壓降引起。為了簡化討論，在下面的傳導(dǎo)損耗計算中忽略了電感電流的交流紋波。如果使用MOSFET作為功率晶體管，則MOSFET的導(dǎo)通損耗等于IO2? RDS（ON）? D，其中 RDS（ON）是MOSFET Q1的導(dǎo)通電阻。二極管的導(dǎo)通功率損耗等于IO? VD? （1 – D），其中 VD是二極管D1的正向壓降。電感的導(dǎo)通損耗等于IO2? R.DCR，其中 R.DCR是電感繞組的銅電阻。因此，降壓轉(zhuǎn)換器的導(dǎo)通損耗約為：

例如，12V 輸入，3.3V/10A.MAX輸出降壓電源可以使用以下組件：MOSFET RDS（ON）= 10mΩ，電感R.DCR= 2 mΩ，二極管正向電壓VD= 0.5V。因此，滿載時的傳導(dǎo)損耗為：

僅考慮傳導(dǎo)損耗，轉(zhuǎn)換器效率為：

上述分析表明，續(xù)流二極管消耗3.62W功率損耗，遠(yuǎn)高于MOSFET Q1和電感L的導(dǎo)通損耗。為了進(jìn)一步提高效率，二極管D1可以用MOSFET Q2代替，如圖9所示。該轉(zhuǎn)換器稱為同步降壓轉(zhuǎn)換器。Q2的柵極需要與Q1柵極互補(bǔ)的信號，即Q2僅在Q1關(guān)斷時導(dǎo)通。同步降壓轉(zhuǎn)換器的導(dǎo)通損耗為：

如果 10mΩ RDS（ON）MOSFET也用于Q2，同步降壓轉(zhuǎn)換器的導(dǎo)通損耗和效率為：

上述示例表明，同步降壓轉(zhuǎn)換器比傳統(tǒng)的降壓轉(zhuǎn)換器效率更高，特別是對于占空比小且二極管D1導(dǎo)通時間較長的低輸出電壓應(yīng)用。

圖9.同步降壓轉(zhuǎn)換器及其晶體管柵極信號

交流開關(guān)損耗

除了直流傳導(dǎo)損耗外，由于非理想功率元件，還有其他與交流/開關(guān)相關(guān)的功率損耗：

MOSFET 開關(guān)損耗。真正的晶體管需要時間才能打開或關(guān)閉。因此，在導(dǎo)通和關(guān)斷瞬變期間存在電壓和電流重疊，從而產(chǎn)生交流開關(guān)損耗。圖10顯示了同步降壓轉(zhuǎn)換器中MOSFET Q1的典型開關(guān)波形。頂部FET Q1的寄生電容C的充電和放電廣東帶電荷 Q廣東確定大部分Q1開關(guān)時間和相關(guān)損耗。在同步降壓中，底部FET Q2開關(guān)損耗很小，因為Q2始終在其體二極管導(dǎo)通后導(dǎo)通，在其體二極管導(dǎo)通之前關(guān)斷，而體二極管兩端的壓降很低。然而，Q2的體二極管反向恢復(fù)電荷也會增加頂部FET Q1的開關(guān)損耗，并可能產(chǎn)生開關(guān)電壓振鈴和EMI噪聲。公式（12）表明，控制FET Q1開關(guān)損耗與轉(zhuǎn)換器開關(guān)頻率f成正比S.能量損失的精確計算 E上和 E關(guān)閉Q1并不簡單，但可以從MOSFET供應(yīng)商的應(yīng)用筆記中找到。

電感磁芯損耗PSW_CORE.實際電感還具有交流損耗，這是開關(guān)頻率的函數(shù)。電感交流損耗主要來自磁芯損耗。在高頻SMPS中，磁芯材料可以是鐵粉或鐵氧體。一般來說，鐵粉磁芯柔和飽和但磁芯損耗高，而鐵氧體材料飽和度更高，但磁芯損耗較小。鐵氧體是陶瓷鐵磁材料，其晶體結(jié)構(gòu)由氧化鐵與錳或氧化鋅的混合物組成。磁芯損耗主要是由于磁滯損耗造成的。磁芯或電感器制造商通常提供磁芯損耗數(shù)據(jù)，供電源設(shè)計人員估算交流電感損耗。

其他與交流電相關(guān)的損失。其他交流相關(guān)損耗包括柵極驅(qū)動器損耗PSW_GATE，等于 V.DRV? 問G? fS和死區(qū)時間（當(dāng)頂部 FET Q1 和底部 FET Q2 都關(guān)閉時）體二極管導(dǎo)通損耗，等于 （ΔT上+ δt關(guān)閉） ? VD（Q2）? fS.總之，與交換相關(guān)的損耗包括：開關(guān)相關(guān)損耗的計算通常并不容易。開關(guān)相關(guān)損耗與開關(guān)頻率成正比 fS.在 12V 中在， 3.3VO/10A.MAX同步降壓轉(zhuǎn)換器，在 2kHz – 5kHz 開關(guān)頻率下，交流損耗會導(dǎo)致約 200% 至 500% 的效率損耗。因此，滿載時的整體效率約為93%，遠(yuǎn)優(yōu)于LR或LDO電源。熱量或尺寸減小可以接近 10 倍。

圖 10.降壓轉(zhuǎn)換器頂部FET Q1的典型開關(guān)波形和損耗

開關(guān)電源組件的設(shè)計考慮因素

開關(guān)頻率優(yōu)化

通常，更高的開關(guān)頻率意味著更小尺寸的輸出濾波器組件L和CO.因此，可以減小電源的尺寸和成本。更高的帶寬還可以改善負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)。然而，更高的開關(guān)頻率也意味著更高的交流相關(guān)功率損耗，這需要更大的電路板空間或散熱器來限制熱應(yīng)力。目前，對于≥10A輸出電流應(yīng)用，大多數(shù)降壓電源的工作范圍為100kHz至1MHz ~ 2MHz。對于< 10A 負(fù)載電流，開關(guān)頻率可高達(dá)幾MHz。每種設(shè)計的最佳頻率都是在尺寸、成本、效率和其他性能參數(shù)方面仔細(xì)權(quán)衡的結(jié)果。

輸出電感器選擇

在同步降壓轉(zhuǎn)換器中，電感峰峰值紋波電流的計算公式為：

在給定的開關(guān)頻率下，低電感會產(chǎn)生較大的紋波電流，并產(chǎn)生較大的輸出紋波電壓。大紋波電流也會增加 MOSFET RMS 電流和傳導(dǎo)損耗。另一方面，高電感意味著大電感尺寸和可能的高電感DCR和傳導(dǎo)損耗。通常，在選擇電感器時，選擇10%~60%的峰峰值紋波電流而不是最大直流電流比。電感供應(yīng)商通常指定 DCR、RMS（加熱）電流和飽和電流額定值。在供應(yīng)商的最大額定值內(nèi)設(shè)計電感的最大直流電流和峰值電流非常重要。

功率場效應(yīng)管選擇

為降壓轉(zhuǎn)換器選擇 MOSFET 時，首先要確保其最大 VDS額定值高于電源 V在（最大）有足夠的余量。但是，請勿選擇額定電壓過高的 FET。例如，對于 16V在（最大）電源，額定電壓為 25V 或 30V 的 FET 是很好的選擇。額定電壓為60V的FET可能過高，因為FET導(dǎo)通電阻通常隨著額定電壓的增加而增加。接下來，場效應(yīng)管的導(dǎo)通電阻RDS（ON）和柵極電荷QG（或 Q廣東） 是兩個最關(guān)鍵的參數(shù)。柵極電荷QG和導(dǎo)通電阻 RDS（ON）.通常，具有小硅芯片尺寸的FET具有低QG但導(dǎo)通電阻高 RDS（ON），而具有大硅芯片的 FET 具有低 RDS（ON）但Q大G.在降壓轉(zhuǎn)換器中，頂部MOSFET Q1同時承受傳導(dǎo)損耗和交流開關(guān)損耗。低 Q 值GQ1通常需要FET，特別是在低輸出電壓和小占空比的應(yīng)用中。下側(cè)同步FET Q2具有較小的交流損耗，因為它通常在V時打開或關(guān)閉DS電壓接近于零。在這種情況下，低 RDS（ON）比Q更重要G用于同步 FET Q2。當(dāng)單個 FET 無法處理總功率時，可以并聯(lián)使用多個 MOSFET。

輸入和輸出電容器選擇

首先，應(yīng)選擇具有足夠電壓降額的電容器。

降壓轉(zhuǎn)換器的輸入電容具有脈動開關(guān)電流和大紋波。因此，應(yīng)選擇具有足夠RMS紋波電流額定值的輸入電容器，以確保其使用壽命。鋁電解電容器和低ESR陶瓷電容器通常在輸入端并聯(lián)使用。

輸出電容不僅決定輸出電壓紋波，還決定負(fù)載瞬態(tài)性能。輸出電壓紋波可通過公式（15）計算。對于高性能應(yīng)用，ESR和總電容對于最小化輸出紋波電壓和優(yōu)化負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)都很重要。通常，低 ESR 鉭、低 ESR 聚合物電容器和多層陶瓷電容器 （MLCC） 是不錯的選擇。

關(guān)閉反饋調(diào)節(jié)回路

開關(guān)模式電源還有另一個重要的設(shè)計階段，即使用負(fù)反饋控制方案閉合調(diào)節(jié)環(huán)路。這通常比使用 LR 或 LDO 更具挑戰(zhàn)性。它需要對環(huán)路行為和補(bǔ)償設(shè)計有很好的了解，以優(yōu)化動態(tài)性能，實現(xiàn)穩(wěn)定的環(huán)路。

降壓轉(zhuǎn)換器的小信號模型

如上所述，開關(guān)轉(zhuǎn)換器根據(jù)開關(guān)ON或OFF狀態(tài)改變其工作模式。它是一個離散的非線性系統(tǒng)。為了使用線性控制方法分析反饋環(huán)路，需要線性小信號建模[1][3]。由于輸出L-C濾波器，占空比D到輸出V的線性小信號傳遞函數(shù)O實際上是一個具有兩個極點(diǎn)和一個零點(diǎn)的二階系統(tǒng)，如公式（16）所示。在輸出電感和電容器的諧振頻率處有雙極。零點(diǎn)由輸出電容和電容ESR決定。

電壓模式控制與電流模式控制

輸出電壓可通過圖11所示的閉環(huán)系統(tǒng)進(jìn)行調(diào)節(jié)。例如，當(dāng)輸出電壓增加時，反饋電壓VFB增加，負(fù)反饋誤差放大器的輸出減小。所以占空比降低。結(jié)果，輸出電壓被拉回以使V。FB= V裁判.誤差運(yùn)算放大器的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)可以是I型、II型或III型反饋放大器網(wǎng)絡(luò)[3][4]。只有一個控制環(huán)路來調(diào)節(jié)輸出。這種方案稱為電壓模式控制。ADI公司的LTC3775和LTC3861是典型的電壓模式降壓型控制器。

圖 11.電壓模式控制降壓轉(zhuǎn)換器框圖

圖 12 示出了采用 LTC5 電壓模式降壓型控制器的 26V 至 1V 輸入、2.15V/3775A 輸出同步降壓電源。由于 LTC3775 具有領(lǐng)先的 PWM 調(diào)制架構(gòu)和非常低的 （30ns） 最小導(dǎo)通時間，因此該電源非常適合將一個高壓汽車或工業(yè)電源轉(zhuǎn)換為當(dāng)今微處理器和可編程邏輯芯片所需的 1.2V 低電壓的應(yīng)用。高功率應(yīng)用需要具有均流功能的多相降壓轉(zhuǎn)換器。對于電壓模式控制，需要一個額外的均流環(huán)路來平衡并聯(lián)降壓通道之間的電流。電壓模式控制的典型均流方法是主從法。LTC?3861 就是這樣一款多相電壓模式控制器。其非常低的±1.25mV電流檢測失調(diào)使得并聯(lián)相之間的均流非常精確，以平衡熱應(yīng)力。[10]?

圖 12.LTC3775 電壓模式同步降壓型電源提供了一個高降壓比

電流模式控制使用兩個反饋環(huán)路：一個類似于電壓模式控制轉(zhuǎn)換器的控制環(huán)路的外部電壓環(huán)路，以及一個將電流信號反饋到控制環(huán)路的內(nèi)部電流環(huán)路。圖13所示為直接檢測輸出電感電流的峰值電流模式控制降壓轉(zhuǎn)換器的概念框圖。采用電流模式控制時，電感電流由誤差運(yùn)算放大器輸出電壓決定。電感成為電流源。因此，來自運(yùn)算放大器輸出的傳遞函數(shù)，VC，以提供輸出電壓 VO成為單極系統(tǒng)。這使得環(huán)路補(bǔ)償變得更加容易?？刂骗h(huán)路補(bǔ)償對輸出電容ESR零點(diǎn)的依賴性較小，因此可以使用所有陶瓷輸出電容。

圖 13.電流模式控制降壓轉(zhuǎn)換器框圖

電流模式控制還有許多其他好處。如圖13所示，由于峰值電感電流受運(yùn)算放大器V的限制C以逐周期的方式，電流模式控制系統(tǒng)在過載條件下提供更準(zhǔn)確、更快的電流限制。在啟動期間，浪涌電感電流也得到了很好的控制。此外，當(dāng)輸入電壓變化時，電感電流不會快速變化，因此電源具有良好的線路瞬態(tài)性能。當(dāng)多個轉(zhuǎn)換器并聯(lián)時，通過電流模式控制，也很容易在電源之間共享電流，這對于使用多相降壓轉(zhuǎn)換器的可靠大電流應(yīng)用非常重要。通常，電流模式控制轉(zhuǎn)換器比電壓模式控制轉(zhuǎn)換器更可靠。

電流模式控制方案解決方案需要精確地檢測電流。電流檢測信號通常是幾十毫伏級的小信號，對開關(guān)噪聲敏感。所以， 需要適當(dāng)和仔細(xì)的PCB布局.通過檢測通過檢測電阻的電感電流、電感DCR壓降或MOSFET傳導(dǎo)壓降，可以閉合電流環(huán)路。典型的電流模式控制器包括ADI公司的LTC3851A、LTC3855、LTC3774和LTC3875。

恒定頻率與恒定導(dǎo)通時間控制

電壓模式控制與電流模式控制部分中的典型電壓模式和電流模式方案具有由控制器內(nèi)部時鐘產(chǎn)生的恒定開關(guān)頻率。這些恒定開關(guān)頻率控制器可以輕松同步，這是大電流多相降壓控制器的重要特性。但是，如果負(fù)載升壓瞬態(tài)發(fā)生在控制FET Q1柵極關(guān)斷之后，則轉(zhuǎn)換器必須等待整個Q1關(guān)斷時間，直到下一個周期才能響應(yīng)瞬變。在占空比較小的應(yīng)用中，最壞情況延遲接近一個開關(guān)周期。

在這種低占空比應(yīng)用中，恒定導(dǎo)通時間谷值電流模式控制具有較短的延遲，以響應(yīng)負(fù)載升壓瞬變。在穩(wěn)態(tài)操作中，恒定導(dǎo)通時間降壓轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率幾乎是固定的。在發(fā)生瞬變時，開關(guān)頻率可以快速變化，以加快瞬態(tài)響應(yīng)。因此，電源改善了瞬態(tài)性能和輸出電容，并降低了相關(guān)成本。

但是，在恒定導(dǎo)通時間控制下，開關(guān)頻率可能隨線路或負(fù)載而變化。LTC?3833 是一款谷值電流模式降壓型控制器，具有更復(fù)雜的受控導(dǎo)通時間架構(gòu) — 恒定導(dǎo)通時間控制架構(gòu)的一種變體，其區(qū)別在于導(dǎo)通時間受到控制，以便開關(guān)頻率在線路和負(fù)載下的穩(wěn)態(tài)級條件下保持恒定。利用這種架構(gòu)，LTC3833 控制器具有 20ns 的最小導(dǎo)通時間，并允許從高達(dá) 38V 電壓的降壓型應(yīng)用在至 0.6VO.控制器可以同步至頻率范圍為 200kHz 至 2MHz 的外部時鐘。圖 14 示出了具有 3833.4V 至 5V 輸入和 14.1V/5A 輸出的典型 LTC20 電源。[11] 圖15顯示，電源可以快速響應(yīng)突發(fā)的高壓擺率負(fù)載瞬變。在負(fù)載升壓瞬變期間，開關(guān)頻率增加以提供更快的瞬態(tài)響應(yīng)。在負(fù)載降壓瞬態(tài)期間，占空比降至零。因此，只有輸出電感會限制電流壓擺率。除了 LTC3833 之外，對于多輸出或多相應(yīng)用，LTC3838 和 LTC3839 控制器還提供了快速瞬態(tài)、多相解決方案。

圖 14.采用 LTC3833 的快速、可控導(dǎo)通時間電流模式電源

圖 15.LTC3833 電源在快速負(fù)載階躍瞬變期間提供了快速響應(yīng)

環(huán)路帶寬和穩(wěn)定性

精心設(shè)計的SMPS在電氣和聲學(xué)方面都很安靜。補(bǔ)償不足的系統(tǒng)則不是這種情況，它往往是不穩(wěn)定的。補(bǔ)償不足電源的典型癥狀包括：磁性元件或陶瓷電容器的可聞噪聲、開關(guān)波形抖動、輸出電壓振蕩等。過度補(bǔ)償?shù)南到y(tǒng)可以非常穩(wěn)定和安靜，但代價是瞬態(tài)響應(yīng)緩慢。這種系統(tǒng)在非常低的頻率下具有環(huán)路交越頻率，通常低于10kHz。慢瞬態(tài)響應(yīng)設(shè)計需要過大的輸出電容來滿足瞬態(tài)調(diào)節(jié)要求，從而增加了總體電源成本和尺寸。最佳的環(huán)路補(bǔ)償設(shè)計是穩(wěn)定和安靜的，但不會過度補(bǔ)償，因此它還具有快速響應(yīng)，以最小化輸出電容。ADI公司的AN149文章詳細(xì)介紹了電源電路建模和環(huán)路設(shè)計的概念和方法[3]。對于沒有經(jīng)驗的電源設(shè)計人員來說，小信號建模和環(huán)路補(bǔ)償設(shè)計可能很困難。ADI公司的LTpowerCAD?設(shè)計工具處理復(fù)雜的方程，使電源設(shè)計，特別是環(huán)路補(bǔ)償成為一項更簡單的任務(wù)[5] [6]。LTspice仿真工具集成了ADI公司的所有器件模型，并提供額外的時域仿真以優(yōu)化設(shè)計。然而，在原型階段，通常需要對環(huán)路穩(wěn)定性和瞬態(tài)性能進(jìn)行臺架測試/驗證。?

通常，閉合電壓調(diào)節(jié)環(huán)路的性能由兩個重要值來評估：環(huán)路帶寬和環(huán)路穩(wěn)定性裕量。環(huán)路帶寬由交越頻率f量化C，此時環(huán)路增益 T 等于 0 （<>dB）。環(huán)路穩(wěn)定性裕量通常由相位裕量或增益裕量來量化。環(huán)路相位裕量 Φm定義為總T（s）相位延遲與交越頻率下–180°之間的差值。增益裕量由總T（s）相位等于–0°的頻率下T（s）增益與180dB之間的差值定義。對于降壓轉(zhuǎn)換器，通常45度相位裕量和10dB增益裕量就足夠了。圖 16 示出了電流模式 LTC3829 12V 的典型環(huán)路增益波特圖在至 1VO/60A 三相降壓轉(zhuǎn)換器。在本例中，交越頻率為3kHz，相位裕量為45度。增益裕量接近64dB。

圖 16.LTpowerCAD設(shè)計工具提供了一種優(yōu)化環(huán)路補(bǔ)償和負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)的簡便方法（三相、單輸出LTC3降壓型轉(zhuǎn)換器示例）。

用于大電流應(yīng)用的多相降壓轉(zhuǎn)換器

隨著數(shù)據(jù)處理系統(tǒng)變得越來越快、越來越大，它們的處理器和存儲單元在不斷降低的電壓下需要更多的電流。在如此高電流下，對電源的要求成倍增加。近年來，多相（多相）同步降壓轉(zhuǎn)換器因其高效率和均勻的熱分布而廣泛用于大電流、低壓電源解決方案。此外，通過交錯式多降壓轉(zhuǎn)換器相位，輸入側(cè)和輸出側(cè)的紋波電流可以顯著降低，從而減少輸入和輸出電容以及相關(guān)的電路板空間和成本。

在多相降壓轉(zhuǎn)換器中，精確的電流檢測和共享變得極其重要。良好的均流可確保均勻的熱分布和高系統(tǒng)可靠性。由于其在穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)期間固有的均流能力，電流模式控制的降壓穩(wěn)壓通常是首選。ADI公司的LTC3856和LTC3829是典型的多相降壓控制器，具有精準(zhǔn)的電流檢測和均流功能。對于輸出電流為 2A 至 3A 以上的 4、6、12、20 和 200 相系統(tǒng)，可以以菊花鏈方式連接多個控制器。

圖 17.一個 3 相、單 VO采用 LTC3829 的高電流降壓型轉(zhuǎn)換器

高性能控制器的其他要求

高性能降壓控制器還需要許多其他重要特性。通常需要軟啟動來控制啟動期間的浪涌電流。過流限制和短路鎖存可以在輸出過載或短路時保護(hù)電源。過壓保護(hù)可保護(hù)系統(tǒng)中昂貴的負(fù)載器件。為了最大限度地降低系統(tǒng)EMI噪聲，有時控制器必須與外部時鐘信號同步。對于低電壓、高電流應(yīng)用，遠(yuǎn)端差分電壓檢測可補(bǔ)償PCB電阻壓降，并精確調(diào)節(jié)遠(yuǎn)端負(fù)載處的輸出電壓。在具有許多輸出電壓軌的復(fù)雜系統(tǒng)中，還需要對不同電壓軌進(jìn)行排序和跟蹤。

印刷電路板布局

元件選擇和原理圖設(shè)計只是電源設(shè)計過程的一半。開關(guān)電源設(shè)計的正確PCB布局始終至關(guān)重要。事實上，它的重要性怎么強(qiáng)調(diào)都不為過。良好的布局設(shè)計可優(yōu)化電源效率，減輕熱應(yīng)力，最重要的是，最大限度地減少走線和組件之間的噪聲和相互作用。為此，設(shè)計人員必須了解開關(guān)電源中的電流傳導(dǎo)路徑和信號流。通常需要付出巨大的努力才能獲得必要的經(jīng)驗。有關(guān)詳細(xì)討論，請參見ADI公司應(yīng)用筆記136和139。[7][9]

各種解決方案的選擇 – 分立式、單片式和集成式電源

在集成層面，系統(tǒng)工程師可以決定是選擇分立式、單片式還是全集成式電源模塊解決方案。圖18顯示了典型負(fù)載點(diǎn)電源應(yīng)用的分立式和電源模塊解決方案示例。分立式解決方案使用控制器 IC、外部 MOSFET 和無源元件在系統(tǒng)板上構(gòu)建電源。選擇分立式解決方案的一個主要原因是組件物料清單 （BOM） 成本低。但是，這需要良好的電源設(shè)計技巧和相對較長的開發(fā)時間。單芯片解決方案使用集成功率MOSFET的IC，以進(jìn)一步減小解決方案尺寸和元件數(shù)量。它需要類似的設(shè)計技能和時間。完全集成的電源模塊解決方案可以顯著減少設(shè)計工作量、開發(fā)時間、解決方案尺寸和設(shè)計風(fēng)險，但通常具有更高的組件BOM成本。

圖 18.（a） 分立 12V 的示例在至 3.3V/10A LTC3778 電源;（b） 一個完全集成的16V在、雙通道 13A 或單通道 26A LTM4620 μModule 降壓型穩(wěn)壓器?

其他基本非隔離 DC/DC SMPS 拓?fù)?/p>

本應(yīng)用筆記以降壓轉(zhuǎn)換器為例，演示SMPS的設(shè)計考慮因素。但是，本應(yīng)用筆記未介紹至少五種其他基本非隔離式轉(zhuǎn)換器拓?fù)洌ㄉ龎?、降?升壓、Cuk、SEPIC和Zeta轉(zhuǎn)換器）和至少五種基本隔離式轉(zhuǎn)換器拓?fù)洌ǚ醇な?、正激式、推挽式、半橋和全橋）。每種拓?fù)涠季哂歇?dú)特的屬性，使其適用于特定應(yīng)用。圖19顯示了其他非隔離SMPS拓?fù)涞暮喕韴D。

圖 19.其他基本非隔離式 DC/DC 轉(zhuǎn)換器拓?fù)?/strong>