本文提供了用于選擇電壓輸出DAC最佳串聯(lián)基準電壓源的深入分析、程序和選擇表。它涵蓋了所有重要參數(shù)，例如：輸入電源電壓、基準輸出電壓、初始精度、線路和負載調(diào)整率、穩(wěn)定性和噪聲。此外，還給出了四個常見的設(shè)計示例。

在設(shè)計包含數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）和外部基準電壓源的系統(tǒng)時，基準電壓源規(guī)格與DAC本身的規(guī)格同樣重要。本文探討了為電壓輸出DAC選擇外部三端串聯(lián)基準電壓源所涉及的一些問題。DAC系統(tǒng)設(shè)計示例用于說明在優(yōu)化成本、精度或功耗時的各種權(quán)衡。

關(guān)于基準電壓源的幾句話

本文主要關(guān)注Maxim的三端串聯(lián)帶隙基準電壓源，但也討論了埋極齊納基準。不包括雙端子并聯(lián)基準電壓源，因為三端子串聯(lián)器件現(xiàn)在以具有競爭力的價格提供，并且具有相對于輸入電壓幾乎恒定的低靜態(tài)電流。

MAX6006-MAX6009雙端并聯(lián)基準系列值得考慮用于超低功耗應用，因為它們可以產(chǎn)生1.25V、2.048V、2.5V或3V，工作電流僅為1μA。 Maxim還提供一系列低成本、行業(yè)標準的LM4040并聯(lián)基準。

基于齊納基準電壓源的基準電壓源經(jīng)過光處理，主要是因為它們具有高輸入電壓要求（這限制了它們在電源電壓較低的系統(tǒng)中的適用性）。盡管重點縮小，但本文中涵蓋的許多主題適用于其他參考類型。例如，由偏置電流變化引起的并聯(lián)基準電壓源上的基準電壓變化類似于串聯(lián)基準電壓源的負載調(diào)節(jié)，并且可以用類似的方式分析對DAC性能的影響。

圖1所示為典型設(shè)計的三端串聯(lián)電壓基準（MAX6325）和DAC（MAX5170）之間的連接。在這種情況下，基準電壓源和DAC之間顯示了一個外部電容，但如果空間有限，并且DAC沒有快速電源或輸出瞬態(tài)開關(guān)，則通?？梢允∪ピ撾娙?。該圖還顯示了電源濾波輸入電容器和寬帶降噪電容器，但這兩個電容器也是可選的。最后，MAX6325電壓基準具有TRIM引腳，允許用戶選擇使用外部電位器消除初始誤差。

圖1.連接一個三端串聯(lián)基準電壓源和一個DAC。

基準電壓規(guī)格的定義

除了成本和封裝之外，關(guān)于基準電壓源選擇的討論中還將涵蓋幾種（但不是全部）規(guī)格。這些規(guī)范在本文末尾列出的參考文獻中有詳細描述，因此這里僅簡要總結(jié)它們。以下是規(guī)范的定義：

輸入電源電壓：基準電壓源的電源輸入電壓。上端受用于基準電壓源的硅工藝的限制，底端受基準輸出和壓差限制：

VIN(MIN) = VREF + VDROPOUT

基準輸出電壓：

DAC基準輸入端使用的穩(wěn)壓。

初始精度：精度用詞不當，因為它實際上代表了初始輸出電壓誤差。在 25°C 時以 % 或 mV 為單位。 一些固定電壓和任何可調(diào)基準電壓源都可以調(diào)整以提高精度。

基準輸出電流：基準電壓源可源向DAC基準輸入端的可用負載電流。本文中介紹的所有參考資料也可以吸收電流，但不能吸收電流。

基準負載調(diào)整率： 參考輸出電壓的增量變化，用于參考輸出電流的直流變化。以μV/μA或等效的mV/mA、mV（在整個輸出電流范圍內(nèi)）、ppm/mA或%/mA為單位。

輸入線路調(diào)節(jié)：輸入電源電壓直流變化時基準輸出電壓的增量變化。規(guī)格單位為μV/V。

輸出電壓溫度系數(shù)（溫度系數(shù)）：給定溫度變化時基準輸出電壓的變化。以ppm/°C為單位。 Maxim采用盒式方法，其中最大基準輸出分數(shù)電壓變化除以最大工作溫度范圍：

TCVOUT = 106 ×| ΔVREF(max)/ VREF | / (TMAX-TMIN)

輸出電壓溫度遲滯：

溫度循環(huán)后+25°C時基準輸出電壓的變化（T最低到 T.MAX） 應用。指定為以 ppm 表示的電壓比。

溫度 = = 106 × | ΔVREF / VREF |, where ΔVREF = VREF before ΔT cycle minus VREF after ΔT cycle.

輸出電壓長期穩(wěn)定性：

基準輸出電壓隨時間的變化。以 ppm/1000 小時為單位指定。超過1000小時間隔的累積漂移沒有指定，但它通常遠低于初始漂移，初始漂移本身可以通過PCB級老化來改善。

輸出噪聲電壓：基準輸出端的電壓噪聲。在1.0Hz至1Hz帶寬范圍內(nèi)，10/f分量以μVp-p為單位，寬帶噪聲通常以μV為單位有效值在 10Hz 至 10kHz 帶寬范圍內(nèi)。

容性負載穩(wěn)定性范圍：基準電壓源在其輸出端可以承受的容性負載范圍（包括用戶提供的電容、負載提供的電容和雜散電容）。外部電容器僅用于限制大負載或電源瞬變，并且可以在許多設(shè)計中省去以節(jié)省電路板空間。一些基準具有引腳，可以增加補償電容（MAX872）或降噪電容（MAX6325）以提高性能。

DAC 注意事項

本文僅討論緩沖電壓輸出DAC，因為這種架構(gòu)更容易說明關(guān)鍵點。電流輸出DAC通常用于乘法配置（MDAC）以提供可變增益，并且通常需要外部運算放大器來產(chǎn)生電壓輸出。

本文考慮的所有Maxim電壓輸出DAC均采用反相R-2R架構(gòu)。從基準電壓的角度來看，這種DAC架構(gòu)的主要特性是DAC基準輸入電阻與DAC代碼的變化。必須注意確?；鶞孰妷涸茨軌蛟贒AC的最小基準輸入電阻下提供足夠的電流，并在DAC代碼變化時具有足夠的負載調(diào)節(jié)。圖4顯示了一個2位示例及其歸一化基準輸入電流。請注意，DAC代碼0處的基準電流未顯示在圖中，因為連接到基準的所有開關(guān)都開路，幾乎沒有基準電流流動。另外兩個對基準電壓選擇很重要的DAC規(guī)格是基準輸入電壓范圍和DAC輸出增益。

圖2.反相 R-2R 架構(gòu)和基準輸入電流變化（4 位）。

輸出誤差和精度定義

我們將輸出誤差定義為與理想輸出電壓的偏差，該電壓源將由完美基準電壓源和DAC提供。需要注意的是，本文將討論絕對精度，這意味著所有內(nèi)容都以理想的DAC輸出電壓范圍為參考。例如，12位DAC代碼4095應產(chǎn)生4.095V的輸出，基準電壓為4.096V;任何與此的偏差都是錯誤。這與相對精度形成鮮明對比，在相對精度中，滿量程輸出更多地由應用而不是絕對電壓決定。例如，在比例式系統(tǒng)中，ADC和具有相同分辨率的DAC共享一個基準電壓源，只要DAC輸出和ADC輸入電壓對于給定的數(shù)字代碼幾乎相同，實際基準電壓是多少可能無關(guān)緊要（在合理范圍內(nèi)）。

輸出誤差通常指定為單側(cè)值（以DAC分辨率下的LSB為單位），但實際上意味著雙面誤差（圖3）。例如，具有12.4V輸出范圍的096位DAC的理想LSB步長為4.096V/4096 = 1mV。如果本例中指定的輸出誤差為4位分辨率下的12LSB，則意味著任何代碼的DAC輸出都可能比理想值±4LSB（或±4mV）。我們根據(jù)我們有多少實際位來定義精度，以達到所需的輸出電壓，誤差最多為1LSB：

精度 = DAC 分辨率 - log2（錯誤）

在我們的示例中，我們實際上有 10 位（12 - log2（4））的精度，因為我們只能在任何給定的理想DAC輸出值的1位分辨率（±10mV = ±4/4 = ±4096/1）下達到1024LSB以內(nèi)。

圖3.DAC傳遞函數(shù)和輸出誤差（假設(shè)為零偏移）。

有幾個源會導致輸出誤差，但有些源（如DAC失調(diào)）被忽略，因為它們與基準電壓選擇過程無關(guān)?？紤]的基準電壓源誤差源包括初始誤差、溫度系數(shù)、溫度遲滯、長期穩(wěn)定性、負載和線路調(diào)整率以及輸出噪聲。DAC誤差源包括INL、增益誤差、增益-誤差溫度系數(shù)和輸出噪聲。

雖然目標誤差適用于整個DAC碼范圍，但上述大多數(shù)誤差源都會產(chǎn)生有效的增益-誤差變化，在傳遞函數(shù)的滿量程（最高DAC碼）附近最大（圖3）。增益誤差隨著DAC碼值的減小而減小;這些誤差在中間量程時減半，在代碼零附近幾乎消失，其中偏移誤差占主導地位。誤差源不完全影響增益誤差，而是同樣適用于大多數(shù)DAC代碼范圍，包括DAC INL和輸出噪聲。

INL通常使用以下兩種方法之一進行定義：絕對線性度或終點線性度。絕對線性度將DAC線性度與理想的傳遞函數(shù)線性度進行比較。端點線性使用兩個測量的端點來定義線性（在這些點之間繪制一條直線），并將所有其他點與此線進行比較。無論哪種情況，INL都應包括在誤差分析中。在后一種情況下，DAC INL誤差在端點處為零，但可以在這些值內(nèi)的DAC碼字處出現(xiàn)。例如，對于在12V和0.4V（滿量程）端點之間定義INL的095位DAC，INL規(guī)范適用于接近0和4095的DAC代碼。為了計算最大誤差，將DAC的INL和噪聲引起的輸出誤差與前面提到的增益誤差相加是合理的，這些誤差在代碼4095附近最為嚴重。

數(shù)字轉(zhuǎn)換器設(shè)計示例

為了說明DAC基準電壓源選擇所涉及的步驟，我們創(chuàng)建了一些設(shè)計示例，以涵蓋一系列應用（表1）。這些示例僅包含 10 位、12 位和 14 位 DAC 設(shè)計，因為它們最具啟發(fā)性。設(shè)計步驟按設(shè)計示例分為各個部分（請參閱設(shè)計 A、設(shè)計 B 等）。

表 1.DAC 設(shè)計示例的要求

第1步：電壓范圍和基準電壓測定

為 DAC 應用選擇基準電壓源時，首先要考慮的是評估電源電壓和 DAC 輸出電壓范圍（表 2）。為了簡化上述設(shè)計示例，已經(jīng)選擇了DAC，因此它們的輸出增益不是我們在實際設(shè)計中需要權(quán)衡的變量。

表 2.DAC設(shè)計示例的電壓相關(guān)參數(shù)

*為每個設(shè)計示例選擇基準電壓和DAC增益

設(shè)計A：低成本，精度松散

以設(shè)計A為例，VDD為5V，輸出范圍為0-2.5V，因此采用2.5V基準，MAX5304力/檢測輸出設(shè)置為單位增益（OUT和FB引腳短路）。較低的基準電壓源可以與較高的外部設(shè)置增益一起使用，但我們選擇為這種低成本設(shè)計節(jié)省兩個電阻。

設(shè)計B：高絕對精度和精密度

設(shè)計B示例選擇2.5V基準，因為MAX5170增益固定在1.638，最終輸出電壓范圍為0-4.096V。如果設(shè)計B需要較低的基準電壓，可以使用MAX5171 DAC，其輸出力/檢測增益可通過外部電阻設(shè)置為高于1.638，如圖4所示。請注意，最小VDD電平為4.95V，因此我們可以使用的最高基準電壓為4.95V - 1.4V = 3.55V，因為DAC基準輸入限制為（VDD - 1.4V）*。

*此限制適用于本文中提到的所有 DAC。

圖4.設(shè)計 B 基準選項：（a） 2.5V（選任）、（b） 2.048V、（c） 1.25V。

設(shè)計 C：一次性校準，低漂移

在Design-C示例中，MAX5154的固定增益為2，因此2.048V基準在滿量程時提供4.096V標稱輸出。該電壓必須超過我們的4.000V設(shè)計要求，以便我們可以使用增益校準將電壓縮小到0V至4V范圍。如果使用MAX5156力/檢測DAC，該設(shè)計還具有其他基準電壓選項。請注意，基準輸入上限電壓為4.75V - 1.4V = 3.35V。

設(shè)計 D：低電壓、電池供電、中等精度

在設(shè)計D示例中，最小VDD為2.7V，因此可以使用的最大基準電壓為2.7V - 1.4V = 1.3V。本例中，1.25V基準滿足0V至2.048V輸出范圍，MAX5176增益為1.638。重要的是，最差情況下的基準電壓（包括所有誤差項）應保持在1.3V以下，否則將超過DAC基準輸入電壓的規(guī)格。

計算了每個設(shè)計示例的近似壓差（表2）。所有這些電壓均遠高于Maxim基準電壓源的典型200mV（或更低）壓差。由于大多數(shù)Maxim DAC的基準電壓上限限制為VDD - 1.4V，因此，如果DAC和基準電壓源使用相同的正電源軌，則這些設(shè)計通?？梢院雎詨翰睢翰钍墙浦?，因為它們是在沒有任何誤差項（如初始精度）的情況下計算的，但與典型的壓差電壓相比，這些誤差很小，可以忽略不計。

第2步：初始基準電壓器件選擇標準

在為每種設(shè)計選擇最佳基準時，需要考慮許多因素。為了使程序易于管理，將根據(jù)上述確定的基準電壓、所需初始精度的估計值、近似的溫度系數(shù)以及所選DAC所需的參考輸出電流來識別候選器件（表3）。其他因素，如成本、靜態(tài)電流、封裝和對其余規(guī)格的快速瀏覽，將用于為每個設(shè)計選擇特定的初始器件。其余規(guī)格將在下一節(jié)（步驟3）中進行分析，以確定器件是否滿足整體精度要求。

表 3.初始設(shè)備選擇注意事項

*每個設(shè)計示例的初始參考選擇

設(shè)計A：低成本，精度松散

乍一看，MAX6002（0.39美元/2500個）似乎是設(shè)計A的不二之選，因為A要求低成本和相當寬松的精度。但進一步觀察會發(fā)現(xiàn)，MAX6002不是一個好的選擇。其組合初始精度（1%，10位時為~10LSB）和溫度系數(shù)誤差（70°C × 100ppm/°C = 7000ppm ~ 7LSB（10位時）已經(jīng)違反了設(shè)計A的總體精度要求（17LSB在16位時超過10LSB的設(shè)計要求），即使不包括其他誤差項，如負載調(diào)整率、噪聲等。MAX6125的精度為1%，其50ppm/°C的溫度系數(shù)使我們處于設(shè)計A誤差限值（~13.5LSB）之內(nèi)，但其成本（0.95美元/1000個）對于本應用來說太高了。

MAX6002可用于精度要求進一步放寬或采用某種校準方案的情況，而更昂貴的MAX6125可能可以毫不妥協(xié)地滿足要求。假設(shè)精度要求很高，本例說明了DAC設(shè)計基準選擇的關(guān)鍵權(quán)衡：初始元件成本（MAX6125）與校準成本（MAX6002）。

對Maxim基準電壓源選擇表的進一步研究揭示了設(shè)計A的更好選擇。如果將總誤差的一半（8位~10.0%時為8LSB）任意分配給初始精度，將一半分配給溫度系數(shù)（0.8% = 8000ppm/70°C = 114ppm/°C），MAX6102（0.55美元/2500個，初始精度0.4%，75ppm/°C）表面是最佳選擇。MAX6102可為負載提供5mA電流，因此能夠驅(qū)動MAX5304 DAC的基準輸入（2.5V/18 kΩ ~ 140μA最大值）。如果在分析其它誤差項時排除了MAX6102，則可以重新考慮MAX6125作為備用替代方案。

設(shè)計B：高絕對精度和精密度

由于設(shè)計B具有如此具有挑戰(zhàn)性的精度要求，MAX6225和MAX6325埋入式齊納基準是最初的候選選擇，因為它們具有如此低的溫度系數(shù)、出色的長期穩(wěn)定性和低噪聲。這些器件還具有非常好的初始精度，但對于設(shè)計B來說，這是一個沒有實際意義的規(guī)格，因為DAC和基準電壓源引起的增益誤差被校準出來。MAX6225和MAX6335提供15mA電流，因此驅(qū)動MAX5170 DAC基準輸入（最大2.5V/18k ~ 140μA）不是問題。之所以選擇MAX6325，是因為它具有唯一的溫度系數(shù)（70°C × 1ppm/°C = 70ppm最大值），低于122ppm的總體精度要求（2LSB @ 14位= 2/214= 2/16384 = 1.22 × 10-4= 122ppm），同時為其他誤差源留出余量。如果我們稍微放寬設(shè)計B的精度要求，MAX6225 A級器件（2ppm/°C最大溫度系數(shù)）將允許我們將基準成本降低一半以上。

設(shè)計B示例中采用12V電源，方便使用MAX6325，MAX8需要至少8V的輸入電壓。如果系統(tǒng)中沒有6166V（或更高）電壓，則可以考慮MAX6192（A級）或MAX<>（A級）基于帶隙的基準，但需要稍微放寬系統(tǒng)規(guī)格。

設(shè)計 C：一次性校準，低漂移

考慮MAX6162和MAX6191 A級器件，因為它們具有低溫度系數(shù)（最大值為5ppm/°C），這是滿足設(shè)計C要求所必需的：

總誤差預算為 4LSB，12 位 = 4 / 4096 ×106= 977ppm

所需溫度系數(shù) <= 977ppm / （85 - （-40）） °C = 7.8ppm / °C

超出溫度系數(shù)的可用誤差 = 977ppm - 5ppm / °C ×125°C = 352ppm

注意，MAX6162和MAX6191的初始精度均為2mV （977ppm），但對于2.048V基準，這不是問題，因為輸出電壓范圍僅為0-4.000V，本設(shè)計計劃進行增益校準。MAX6162 （5mA輸出電流驅(qū)動）和MAX6191 （500μA輸出電流驅(qū)動）均能夠驅(qū)動MAX293 DAC基準引腳連接在一起時產(chǎn)生的5154μA基準輸入電流（2.048V/[14kΩ||14kΩ]）;但是，如果將額外的負載連接到基準輸出，MAX6162具有更大的裕量。MAX6162的靜態(tài)電流確實高于MAX6191（120μA，最大值為35μA），但這不是決定性因素，因為設(shè)計C不受功耗限制。

在查看了初始規(guī)格后，很明顯這兩種設(shè)備都可能是可以接受的。然而，MAX6162因其較高的輸出電流而成為首選。如果進一步分析顯示MAX6162略微不能接受，則可以考慮MAX6191，因為它具有稍好的負載調(diào)節(jié)、溫度遲滯和長期穩(wěn)定性規(guī)格。

設(shè)計 D：低電壓、電池供電、中等精度

按照其他示例中使用的方法，發(fā)現(xiàn)設(shè)計 D 的總誤差為 3906ppm （106× 16/4096）。在 15°C 至 45°C 的窄溫度范圍內(nèi)，我們可以承受最多 130.2ppm/°C （3906ppm/30°C） 的溫度系數(shù)。使用設(shè)計A的經(jīng)驗法則將大約一半的誤差預算分配給溫度系數(shù)（<65ppm/°C），合理、保守的基準選擇是MAX6012（A和B等級分別為20ppm/°C和30ppm/°C）和MAX6190（A、B和C等級分別為5ppm/°C、10ppm/°C和25ppm/°C， 分別）?？紤]這些器件是因為它們的最大靜態(tài)電流為35μA，適合設(shè)計D的低功耗需求。

MAX6190價格（C級為1.45美元/1000個）與MAX6012價格（B級為1.35美元/2500個）處于同一范圍。任何一部分都可能在應用程序中工作。然而，A級MAX6012特別有吸引力，因為它采用SOT23-3封裝，非常適合小型電池供電的便攜式儀器。

快速檢查A級MAX6012，溫度相關(guān)誤差為600ppm（30°C×20ppm/°C）。3200ppm （0.32%） 的初始誤差也需要考慮，因為此設(shè)計沒有計劃進行修整。這兩個誤差的總和為3800ppm，超出可能的3906ppm設(shè)計限值。在這種邊緣情況下，下一節(jié)（步驟3）中考慮的其他一些規(guī)格，例如負載調(diào)整率，溫度遲滯，甚至線路調(diào)節(jié)（由于電池電壓的變化），可能會使我們超過3906ppm。由于MAX6012可能不夠用，我們將放棄SOT23-3封裝，選擇A級MAX6190作為起點，因為它的初始誤差為1600ppm和5ppm/°C，為其他誤差項留下了足夠的空間?；鶞瘦敵鲭娏鞑皇潜驹O(shè)計的問題，因為MAX6190可以提供500μA （>>69μA設(shè)計要求）。

第 3 步：最終規(guī)格審查和誤差預算分析

隨著基準電壓源的初步選擇和備用IC的到位，現(xiàn)在是時候驗證其余規(guī)格了，包括基準負載調(diào)節(jié)、輸入線路調(diào)節(jié)、輸出電壓溫度遲滯、輸出電壓長期穩(wěn)定性和輸出噪聲電壓。分析還需要每種設(shè)計的關(guān)鍵系統(tǒng)級和DAC規(guī)格（表4）。

表 4.最終分析的重要規(guī)格

對每個示例進行分析，重點關(guān)注適用于該特定設(shè)計的規(guī)格。該分析的結(jié)果以及上一節(jié)的結(jié)果匯總在表5的誤差預算中。

以ppm為單位進行誤差預算核算是最方便的，盡管這可以等效地以其他單位（如%，mV或LSB）完成。應用適當?shù)目s放比例并使用適當?shù)囊?guī)范化因子來獲取正確的錯誤值非常重要?；鶞收`差項可以相對于基準電壓或DAC輸出電壓等效計算。例如，如果我們假設(shè)基準誤差為2.5mV（噪聲、漂移等），基準電壓為2.5V，則得到以下結(jié)果：

基準輸出誤差 = 106× 2.5mV / 2.5V = 1000ppm

如果我們假設(shè)DAC輸出放大器的增益為2.0，則誤差和基準電壓都會縮放，因此我們在DAC輸出（5V滿量程范圍）得到相同的結(jié)果：

DAC 輸出誤差 = 106× （2.5mV × 2） / （2.5V × 2） = 1000ppm

表 5.誤差預算分析

設(shè)計A：低成本，精度松散

設(shè)計A沒有校準或調(diào)整計劃，因此MAX6102的4000ppm（或0.4%）初始誤差直接成為預算的一部分，5250ppm的基準溫度系數(shù)（70°C×75ppm/°C）也是如此。MAX6102的典型輸出電壓溫度遲滯規(guī)格也直接用于誤差預算（請記住，如果我們的設(shè)計精度較低，這是一個典型值）。為了保證輸出電壓的長期穩(wěn)定性，我們假設(shè)MAX6102 1000小時規(guī)格（2 × 50ppm = 100ppm）的兩倍，這是相當保守的，因為通常在前1000小時后會好得多。這里的保守估計至少部分抵消了用于溫度遲滯的典型規(guī)格。

為了計算負載調(diào)整率引起的基準電壓變化，我們需要知道基準電壓源向DAC基準輸入供電的最壞情況范圍。在步驟2中，我們確定了MAX6102必須驅(qū)動的最大DAC基準電流：140μA。最小電流接近0，因為當DAC代碼值為5304時，MAX0基準輸入實際上是開路（幾GΩ輸入阻抗）。這意味著MAX6102看到的總輸出電流變化為140μA，該值應用于負載調(diào)整率計算：

一般來說，最好保守一點，直接使用最大輸出電流進行負載調(diào)整計算。一個例外情況是，如果您嘗試從設(shè)計中提取最后一位精度，并且最大和最小DAC基準輸入電阻值都已明確指定。由于ΔI較小，這種方法導致較小的負載調(diào)整誤差裁判.

由于本例中電源是可變的，因此需要考慮輸入線路調(diào)整率對MAX6102基準的影響。電源電壓范圍額定為 4.5V 至 5.5V。由此，可以進行保守的基準電壓線路調(diào)整率計算：

要考慮的最終基準電壓相關(guān)誤差項是基準輸出噪聲電壓的影響。方便的是，設(shè)計A的信號帶寬（10Hz至10kHz）與MAX6102噪聲電壓帶寬完全一致，因此寬帶噪聲電壓規(guī)格為30μV有效值直接使用（即不需要帶寬擴展）。比較負載和線路調(diào)整率值（分別為126μV和300μV），我們可以看到噪聲不是該設(shè)計的主要貢獻因素。使用粗略近似值得到誤差分析的數(shù)字，我們可以假設(shè)有效峰值噪聲值為~42μV （30μV ×√2），對應于17ppm （106× 42μV/2.5V），DAC 增益為 1。我們在這里有目的地試圖保持噪聲計算簡單;如果噪聲的相對誤差較大或設(shè)計很小，則可以執(zhí)行更詳細的分析。請記住，在判斷設(shè)計裕量時，噪聲被指定為典型值。

現(xiàn)在，我們將回顧影響碼范圍上限或接近碼范圍上限精度的相關(guān)MAX5304 DAC規(guī)格。DAC INL值為±4LSB（10位）。將其視為單側(cè)量，就像我們分析中的其他誤差項一樣，我們得出的值為 3906ppm （106× 4/1024）。同樣，DAC增益誤差指定為±2LSB，誤差為1953ppm （106× 2/1024）。最終要考慮的MAX5304 DAC規(guī)格是增益-誤差溫度系數(shù)，其典型誤差為70ppm （70°C × 1ppm/°C）。MAX5304沒有指定DAC輸出噪聲，因此被忽略，在6位精度系統(tǒng)中很可能不會產(chǎn)生不良后果。

當所有誤差源加在一起時，我們得到的最壞情況誤差為15596ppm，勉強滿足我們的目標誤差規(guī)格15625ppm。當面對這種邊緣情況時，我們可以合理化，我們可能永遠不會看到如此嚴重的誤差，因為它假設(shè)大多數(shù)參數(shù)處于最壞情況。和方根 （RSS） 方法給出的誤差為 7917ppm，如果誤差不相關(guān)，則誤差有效。一些錯誤源可能是相關(guān)的，所以真相可能介于這兩個數(shù)字之間。但無論采用哪種方法，設(shè)計A的要求都得到了滿足。

設(shè)計B：高精度和精密度

A級MAX6225的初始誤差為0.04%或400ppm，超過了設(shè)計B的全部122ppm誤差預算。由于該應用具有增益校準功能，因此假設(shè)校準設(shè)備具有足夠的（~1μV）精度和調(diào)整電路具有足夠的精度，則幾乎所有基準初始誤差都可以消除。溫度系數(shù)貢獻計算為70ppm（70°C×1ppm/°C），直接使用20ppm的典型溫度滯后值。還使用了30ppm的長期穩(wěn)定性規(guī)格，而不是更保守的數(shù)字，因為此應用中的儀器具有初始老化和年度校準。

應用與設(shè)計A相同的假設(shè)，我們發(fā)現(xiàn)設(shè)計B的基準輸出電流變化為140μA（巧合的是，與設(shè)計A中的數(shù)字相同）。這會導致以下負載調(diào)整率誤差計算：

負載調(diào)整誤差 = 140μA × 6ppm / mA ~= 1ppm （最大值）

在本應用中，電源被指定為恒定，因此假定線路調(diào)整率為0ppm。注意，即使電源不是恒定的，只要保持在規(guī)定的1.4V至95.5V范圍內(nèi)，它也會<05ppm，因為MAX6325線路調(diào)節(jié)規(guī)格最大為7ppm/V。

由于設(shè)計B的帶寬規(guī)定為DC至1kHz，因此我們需要考慮1.5μVp-p低頻（1/f）噪聲和2.8μV噪聲。有效值寬帶噪聲的額定范圍分別為0.1Hz至10Hz和10Hz至1kHz。使用與設(shè)計A相同的粗有效值進行峰值近似，并將兩個峰值噪聲項相加，我們得到參考輸出端（[[2.0μV + 75.2μV）處的總噪聲估計值為8ppm有效值× √2]/2.5V] × 106).請注意，這與我們在DAC輸出端計算時獲得的值相同，因為公式將乘以1.638/1.638，將所有值重新調(diào)整為4.096V。值得一提的是，這里使用的峰值噪聲和方法相當保守，但總誤差貢獻仍然相對較小。RSS方法可能更準確，因為兩個噪聲源很可能不相關(guān)，但與峰值方法相比，這個較小的值將更加“在噪聲中”（雙關(guān)語）。

設(shè)計B分析所剩無幾的就是包括DAC誤差項。A級MAX5170 DAC的INL額定值為±1LSB，為61ppm，正好是我們122位時2ppm誤差預算±14LSB的一半。DAC增益誤差指定為±8LSB最差情況，但通過前面提到的增益校準可以完全消除該誤差。校準工作原理如下：DAC設(shè)置為已知理想輸出電壓的數(shù)字代碼（例如，十進制DAC代碼16380應在輸出端精確產(chǎn)生4.095V）。然后調(diào)整基準電壓，直到DAC輸出電壓達到該精確值，即使基準電壓本身不是2.500V。MAX5170 DAC未列出增益溫度系數(shù)，但增益誤差在工作溫度范圍內(nèi)有規(guī)定。由于增益誤差僅在一個溫度下校準，因此應測試設(shè)計B，以確保增益不會隨溫度過度漂移。最后考慮的是MAX5170 DAC輸出噪聲，其典型峰值噪聲大致估計為1ppm （[106× √（1000Hz × π/2） × 80nV有效值/√赫茲 × √2]/4.096V）。

最后，最終的最壞情況精度為184ppm（3位時~±14LSB），這不太符合我們122ppm的精度目標，而RSS精度在100ppm時是可以接受的?；谶@些數(shù)字，我們認為該設(shè)計是成功的，因為它已經(jīng)說明了要點，并且通過幾個保守的假設(shè)接近目標精度。在實際應用中，這種設(shè)計可以按原樣接受，或者精度要求可以稍微放寬?；蛘?，如果這種設(shè)計不可接受，可以使用更昂貴的參考。

設(shè)計 C：一次性校準，低漂移

A級MAX6162的初始誤差為0.1%，消耗了977ppm的整個設(shè)計C誤差預算。但是，與設(shè)計B一樣，這是（至少部分）校準的。注意，未校準的+4.096V MAX5154 DAC滿量程輸出電壓超過所需的+4.000V輸出范圍，即使只需要±1mV的精度，DAC的分辨率也為4mV。因此，可以對DAC輸入數(shù)字代碼進行“數(shù)字校準”，以消除基準電壓源的一些初始誤差和DAC的增益誤差。

數(shù)字增益校準最好通過一個例子來演示：假設(shè)DAC輸出電壓需要處于4.000V的滿量程值，但由于系統(tǒng)中的各種誤差，理想的十進制DAC代碼4000導致測量輸出僅為3.997V。使用數(shù)字校準，將校正值添加到DAC代碼中以產(chǎn)生所需的結(jié)果。在本例中，當需要4.000V的DAC輸出電壓時，使用校正后的DAC代碼4003而不是4000。該增益校準在DAC代碼上線性縮放，因此對較低代碼的影響很小，對較高代碼的影響更大。

數(shù)字增益校準精度受到DAC的12位分辨率的限制，因此我們所能期望的最佳值是~±1mV或244ppm（106× 1mV/4.096V）的誤差，在應用校準后。請注意，本例中精度以4.096V標度計算，以保持一致性，但如果應用需要，可以相對于+4.000V輸出范圍計算，誤差會略高。

如果本例中所需的輸出范圍為4.096V，則還有其他選項可用于始終將未校準的DAC輸出電壓偏置至4.096V以上，以便采用本例中描述的數(shù)字增益校準方案。此類選項包括：

使用輸出始終高于 4.096V 的可調(diào)基準 當考慮所有電路容差時

使用增益設(shè)置略高于所需值的力/檢測DAC

添加帶增益的輸出緩沖器

MAX6162基準溫度系數(shù)誤差計算為625ppm （125°C × 5ppm/°C），直接使用80ppm的典型溫度遲滯值。長期穩(wěn)定性規(guī)格加倍至更保守的160ppm，因為沒有為應用指定老化，并且在出廠后永遠不會進行校準。

我們發(fā)現(xiàn)設(shè)計C的最差情況基準輸出電流變化為293μA （2.5V/[14kΩ||14kΩ]，請記住有兩個由基準電壓源驅(qū)動的DAC），直接用于負載調(diào)整率計算：

由于基準負載調(diào)整率與基準輸出電壓成正比，因此可以在基準電壓 （264μV/2.048V） 或 DAC 輸出 （（2 × 264μV）/（2 × 2.048V）下計算。

在此應用中，電源是恒定的，因此假定線路調(diào)整率為0ppm。當設(shè)計C的帶寬指定為0.1Hz至10Hz時，我們使用22μVp-p低頻（1/f）噪聲規(guī)格（峰值）的一半，以達到基準輸出（56× （22μV/2）/2.048V））。如前所述，如果以DAC輸出為基準，我們會得到相同的5ppm答案，因為方程只是乘以2.0/2.0。

繼續(xù)討論MAX5154 DAC誤差，A級INL為±0.5LSB，在122位標度上為12ppm。DAC增益誤差為±3LSB（244ppm），但忽略了它，因為它已經(jīng)在此步驟前面提到的數(shù)字基準電壓源/DAC增益校準中考慮在內(nèi)，我們不想重復計算。MAX5154增益誤差溫度系數(shù)的典型值為4ppm/°C，總增益為500ppm （125°C × 4ppm/°C）。MAX5154沒有指定DAC輸出噪聲，因此忽略不計。我們認識到這可能會帶來問題，但我們在設(shè)計B方面的經(jīng)驗表明，DAC噪聲通常是總誤差的一個相對較小的貢獻因素?？梢赃M行測量以確認此假設(shè)。

設(shè)計C的最壞情況誤差計算為1865ppm，RSS誤差為874ppm。當目標誤差規(guī)格為977ppm時，目前的設(shè)計充其量只能勉強接受，特別是考慮到使用了某些典型值，并且沒有考慮DAC輸出噪聲。設(shè)計C的細節(jié)不會在這里重復，因為要點已經(jīng)涵蓋了。但是，一些改進選項如下：

使用MAX6191代替MAX6162，因為它具有更好的負載調(diào)節(jié)（0.55μV/μA對0.9mV/mA）、溫度遲滯（75ppm對80ppm）和長期穩(wěn)定性（50ppm對80ppm）。最終結(jié)果將是1750ppm的最壞情況誤差和858ppm的RSS誤差，分別是115ppm和16ppm的凈變化。這是一個輕微的改進，但可能還不夠。

重新檢查整體系統(tǒng)精度規(guī)格，以確定是否可以放寬任何參數(shù)。就精度與成本而言，現(xiàn)有設(shè)計可能是最佳選擇。

如果不需要整個擴展范圍，請減小溫度范圍。例如，如果范圍可以從-40°C至+85°C降至-10°C至+75°C，則最差情況誤差降至1505ppm，RSS誤差變?yōu)?48ppm。這是因為大部分誤差預算由基準溫度系數(shù)（625ppm）和DAC增益誤差溫度系數(shù)（500ppm）消耗。雖然這些誤差項中只有一個低于977ppm的目標，但與MAX5154/MAX6162的原始設(shè)計相比，舒適度大大提高。

如果提供8V或更高的電源，可將MAX6241 4.096V基準和MAX5156 DAC（MAX5154的力/檢測版本）設(shè)置為單位增益。這種組合稍微昂貴一些，但它產(chǎn)生的最壞情況誤差約為 956ppm，RSS 誤差為 576ppm，兩者都低于 977ppm 的總誤差目標。

考慮其他典型增益溫度系數(shù)低至1ppm/°C的DAC。

設(shè)計 D：低電壓、電池供電、中等精度

設(shè)計D沒有校準或調(diào)整計劃，因此A級MAX6190初始誤差為1600ppm （106×2mV/1.25V）直接用于誤差預算，溫度系數(shù)誤差為150ppm（30°C×5ppm/°C）。75ppm的溫度遲滯也直接使用，但使用這種典型規(guī)格的風險至少部分被降低的工作溫度范圍（15°C至45°C）所抵消。同樣，作為漂移的保守估計，1000小時長期穩(wěn)定性加倍至100ppm，因為該應用中沒有老化。

負載調(diào)整誤差再次根據(jù)假設(shè)的最差情況MAX5176 DAC輸入電流69μA計算得出：

本設(shè)計中的電源在2.7V至3.6V之間變化，因此分析中必須包括MAX6190的線路調(diào)節(jié)規(guī)格為80μV/V （最大值）：

與設(shè)計C一樣，設(shè)計D的帶寬指定為0.1Hz至10Hz，因此我們使用25μVp-p低頻（1/f）噪聲規(guī)格的一半來達到基準輸出端10ppm的峰值噪聲貢獻（106× [12.5μV/1.25V]）。我們期望DAC輸出端具有相同的10ppm基準電壓源感應噪聲項，因為基準電壓和噪聲的DAC增益相同。

現(xiàn)在關(guān)注MAX5176 DAC誤差項，A級INL為±2LSB，在488位標度上為12ppm。在8kΩ負載下，DAC最差情況增益誤差為+/-5LSB，在1953位時轉(zhuǎn)換為12ppm。與設(shè)計B中的MAX5170一樣，MAX5176沒有規(guī)定增益誤差溫度系數(shù)。這在設(shè)計D中不是問題，因為它不是在一個溫度下校準的低漂移設(shè)計，并且在整個工作溫度范圍內(nèi)指定了最大DAC增益誤差。最后一個考慮因素是MAX5176的DAC輸出噪聲，其估計的典型峰值可以忽略不計（[106× （√10Hz × π/2） × 80nV有效值/√Hz × √2]/2.048V） ~ = 0.22ppm）。

與設(shè)計B和C一樣，最壞情況下的誤差為4462ppm，超過了3906ppm的目標誤差，而2580ppm的RSS誤差遠低于目標誤差。基于這些數(shù)字，設(shè)計D被認為是成功的，因為它從RSS的角度輕松滿足了要求，并展示了重要的設(shè)計概念。如果需要進一步改進，應首先考慮替代DAC，因為MAX6190是目前最好的低功耗電壓基準，輸出低于1.3V（由VDD - DAC基準輸入的1.4V限制引起）和低靜態(tài)電流（35μA）。

DAC 電壓參考設(shè)計摘要

本文演示了DAC基準電壓源選擇的設(shè)計過程，包括以下步驟：

第 1 步。電壓范圍和基準電壓確定：電源電壓和DAC輸出電壓范圍用于確定可行的基準電壓和DAC增益選項。

第 2 步。初始基準電壓器件選擇標準：考慮候選基準電壓源，重點關(guān)注基準電壓（在步驟1中確定）、初始精度、溫度系數(shù)和基準輸出電流。從這些候選設(shè)備中，選擇了初始設(shè)備。

第 3 步。最終規(guī)格審查和誤差預算分析：使用誤差預算方法評估所選的基準電壓源和DAC候選電壓源，以確定它們是否滿足設(shè)計的整體精度要求。為了滿足設(shè)計目標，可能需要在步驟 2 和 3 之間進行迭代。

遵循上述設(shè)計程序時，可以方便地進行以ppm為單位的誤差分析，并了解它與其他系統(tǒng)精度和誤差測量之間的關(guān)系（表6）。

表 6.精度和誤差范圍

下表顯示了現(xiàn)有的Maxim三端串聯(lián)基準電壓源，以及設(shè)計過程中的規(guī)格。導致誤差的規(guī)格以ppm表示，以簡化計算，并允許在基準電壓源之間進行同類比較。表3顯示了1V及以下（2.1V、25.2V、048.2V、5.3V和0.7V）的基準電壓源，表3中的可調(diào)基準電壓源包括4V以上基準（096.4V、5.5V、10V、8V）。為方便起見，兩個表中的器件都按基準電壓分組在一起，并大致按價格上漲的順序列出。

表 7.Maxim系列基準電壓源和主要規(guī)格 （VREF <= 3.0V）

LF = 低頻

HF = 高頻

N/S = 未指定

表 8.Maxim系列基準電壓源和主要規(guī)格（VREF > 3.0V和調(diào)整）

LF = 低頻

HF = 高頻

N/S = 未指定

一些基準電壓源可作為具有不同輸出基準電壓的一系列器件提供。需要注意的是，在給定的系列中，對于輸出電壓增加的器件，數(shù)據(jù)手冊中的某些規(guī)格可能會變得更糟。但是，當這些規(guī)格相對于基準電壓來看時，它們可以保持恒定，甚至隨著電壓的增加而改善。一個例子是輸出噪聲電壓，由于放大~1.25V帶隙電壓需要更高的內(nèi)部基準增益，因此輸出噪聲電壓通常隨輸出電壓的增加而增加。雖然噪聲電壓較高，但基準電壓也成比例較高;因此，相對噪聲測量值（例如上表中的ppm結(jié)果）大致恒定。另一個例子是負載和線路調(diào)整率規(guī)格（分別為μV/μA和μV/V），這些規(guī)格的絕對值通常會隨著輸出電壓的增加而惡化。當相對于基準電壓（以ppm/μA和ppm/V為單位）時，這些規(guī)格通常保持不變，或者隨著輸出電壓的增加而實際改善。

社會背景：郭婷