Peter Delos, Sam Ringwood, 和 Michael Jones

相控陣校準(zhǔn)工作通常側(cè)重于優(yōu)化目標(biāo)基波信號。本文介紹了一種在已知所需信號的相位校準(zhǔn)后進(jìn)一步提高雜散性能的方法。使用這種方法，我們將評估由四個(gè)32元素子陣列組成的8元素混合波束成形系統(tǒng)上的傳輸雜散信號。所示測量結(jié)果顯示性能改進(jìn)超過 25 dB。為了擴(kuò)展到更大的系統(tǒng)，我們考慮了何時(shí)適用消除方法與確保雜散信號不相關(guān)的方法。

介紹

對于未來的相控陣，行業(yè)對軟件定義天線有著重要的追求。這帶來了對全數(shù)字相控陣的強(qiáng)烈需求，以最大限度地提高天線方向圖可編程性。在實(shí)踐中，特別是隨著頻率的增加，封裝、功耗和數(shù)字處理方面的挑戰(zhàn)迫使數(shù)字通道數(shù)量減少?；旌喜ㄊ尚翁峁┝藢?shí)現(xiàn)工程師通常需要的數(shù)字信道密度緩解，因此在未來一段時(shí)間內(nèi)可能會成為一種實(shí)用的選擇。

在大型數(shù)字波束成形天線中，無論混合波束成形與數(shù)字波束成形的架構(gòu)如何，通過組合來自分布式波形發(fā)生器和接收器的信號的波束成形過程來提高動態(tài)范圍是非?？扇〉?。如果相關(guān)的誤差項(xiàng)不相關(guān)，則可以在噪聲和雜散性能方面獲得10logN的動態(tài)范圍改進(jìn)。在這種情況下，N 是波形發(fā)生器或接收器通道的數(shù)量。噪聲本質(zhì)上是一個(gè)隨機(jī)過程，因此非常適合跟蹤相關(guān)和不相關(guān)的噪聲源。然而，強(qiáng)制雜散信號不相關(guān)不太明顯。因此，任何可能迫使雜散信號不相關(guān)的設(shè)計(jì)方法對相控陣系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員來說都是有價(jià)值的。

在相控陣中強(qiáng)制雜散去相關(guān)的各種方法已經(jīng)為人所知。我們最早的出版物可追溯到2002年，2其中描述了確保接收器雜散信號不相關(guān)的通用方法。在該方法中，信號首先以已知方式在兩個(gè)接收器上修改。然后信號被接收器的非線性分量失真。在接收器輸出端，接收器中先前引入的修改是反轉(zhuǎn)的。預(yù)期的信號變得相干或相關(guān)，但扭曲的項(xiàng)不相關(guān)。Howard（2002）中實(shí)現(xiàn)的修改方法是將每個(gè)本地振蕩器（LO）合成器設(shè)置為不同的頻率，然后通過在數(shù)字處理中對數(shù)控振蕩器（NCO）進(jìn)行數(shù)字調(diào)諧來校正修改。多年來還發(fā)表了其他幾種方法。3,4最近證明了抵消LO頻率的方法，并在基于商用集成收發(fā)器的設(shè)計(jì)的測試結(jié)果中證明是有效的。5,6最近，已經(jīng)公布了有關(guān)分布式直接采樣RF數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的雜散改進(jìn)的數(shù)據(jù)。7,8

在這項(xiàng)工作中，我們表明，在信道匹配良好且特定雜散頻率在通道之間固有相關(guān)的情況下，混合波束成形架構(gòu)有助于提供一種方法，不僅可以強(qiáng)制雜散信號不相關(guān)，還可以通過消除方法得到更顯著的改進(jìn)。我們還表明，消除可以嵌入到校準(zhǔn)中，作為陣列中相位校準(zhǔn)之后的第二步。

為了說明該方法的價(jià)值，我們介紹了圖1。在這里，測量顯示僅四個(gè)數(shù)字子陣列的SFDR改進(jìn)>25 dB。請注意，初始主導(dǎo)雜散明顯低于其他雜散信號。由于不相關(guān)的噪聲或雜散信號，僅四個(gè)通道的這種幅度的雜散改善遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過標(biāo)準(zhǔn)的10logN改善，并且已經(jīng)證明了雜散信號的消除。

圖1.發(fā)射輸出的頻譜。在相控陣校準(zhǔn)之后顯示在左側(cè)，而在附加SFDR優(yōu)化校準(zhǔn)之后顯示在右側(cè)。

組合噪聲電壓

當(dāng)信號在自由空間或RF組合中組合時(shí)，每個(gè)信號的噪聲增加為

C 范圍 –1 至 +1

–1 -> 取消

0 -> 不相關(guān)

+1 -> 完全相關(guān)

雜散可以視為噪聲電壓

對于相控陣，RF性能的一般目標(biāo)是相關(guān)系數(shù)為0。這導(dǎo)致陣列級動態(tài)范圍改進(jìn)了 10logN，其中 N 是通道數(shù)。在某些特定情況下，c可以是負(fù)數(shù)并且可以創(chuàng)建取消，在這項(xiàng)工作中，我們演示了一個(gè)可以應(yīng)用取消的示例。

考慮是否發(fā)現(xiàn)特定的混頻雜散跨通道相關(guān)。在這種情況下，相關(guān)意味著混頻雜散信號在幅度和相位上跨通道匹配。如果存在這種情況，則混合波束成形架構(gòu)固有地提供鉤子，通過在直接數(shù)字頻率合成器（DDS）和模擬波束成形集成電路（BFIC）移相器上找到最佳的相位旋轉(zhuǎn)來消除雜散。

硬件演示器說明

已經(jīng)開發(fā)出32單元混合波束成形原型平臺，9詳細(xì)的信號鏈如圖2所示。

前端由 32 個(gè)發(fā)送/接收模塊和 8 個(gè)模擬 BFIC 組成。兩個(gè) BFIC 輸入/輸出組合產(chǎn)生四個(gè) 4 元素子陣列。四個(gè)子陣列連接到一個(gè) 4 通道微波上變頻器/下變頻器。然后，4通道微波上變頻器/下變頻器連接到包含四個(gè)模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）和四個(gè)數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）的數(shù)字化儀IC。ADC的采樣速率為12 GSPS，而DAC的采樣速率為<> GSPS。

表征的微波頻率為8 GHz至12 GHz。LO設(shè)置為以4.5 GHz為中心的固定中頻（IF）的高邊LO。在此IF頻率下，ADC在第三個(gè)奈奎斯特區(qū)采樣。

商用FPGA板用于數(shù)據(jù)采集。已經(jīng)開發(fā)了MATLAB計(jì)算機(jī)控制接口，可以在實(shí)際硬件中快速表征波形。數(shù)據(jù)分析在 MATLAB 中進(jìn)行后處理。?

強(qiáng)制雜散相位旋轉(zhuǎn)

考慮圖1所示的雜散電平。具體的雜散和以dBc為單位的雜散電平如表1所示。顯示了每個(gè)子陣列的雜散電平，初始校準(zhǔn)后的整個(gè)陣列以及額外SFDR校準(zhǔn)后的整個(gè)陣列。

圖2.X波段混合波束成形演示框圖。

請注意，在此數(shù)據(jù)中，2IF 雜散在每個(gè)子陣列中處于同一級別。全陣列校準(zhǔn)后，組合數(shù)據(jù)顯示2IF雜散處于相同dBc電平，沒有改善。這表明2IF雜散在通道之間是相關(guān)的。這就帶來了一個(gè)問題，“如果雜散是相關(guān)的，那么馬刺可以被迫不相關(guān)嗎？第二個(gè)問題變成了，“如果馬刺如此相關(guān)，那么他們是否可以被迫被取消？

圖3示出了在保持基波RF信號相位的同時(shí)可視化旋轉(zhuǎn)2IF雜散相位的方法。

首先，假設(shè)基波和2IF雜散都在0°處同相對齊。

如果中頻頻率的相位旋轉(zhuǎn)相位θ，則2IF頻率將以該速率的兩倍或2θ旋轉(zhuǎn)。這可以通過NCO或基帶IQ數(shù)據(jù)的DAC輸出相位來控制。

此架構(gòu)中使用了高端LO。這會導(dǎo)致RF相位以與IF相位相反的方向旋轉(zhuǎn)，從而使RF相位旋轉(zhuǎn)–θ。這意味著子陣列的模擬BFIC移相器都需要旋轉(zhuǎn)θ以重新對齊基頻。模擬移相器的這種偏移導(dǎo)致2IF雜散上的額外θ相移，總相移為3θ。

圖3顯示了2IF雜散可以旋轉(zhuǎn)的原理。期望的結(jié)果是在每個(gè)子陣列上找到適當(dāng)?shù)男D(zhuǎn)，以便在發(fā)射輸出端消除2IF雜散。我們將展示混合波束成形相控陣架構(gòu)提供了DDS頻率生成時(shí)的IF相位控制和通過子陣列模擬BFIC的RF相位控制的必要組合，以實(shí)現(xiàn)內(nèi)置機(jī)制在子陣列之間旋轉(zhuǎn)2IF雜散的相對相位。

發(fā)射校準(zhǔn)

圖4顯示了通用的混合波束成形架構(gòu)，并在Delos研究中進(jìn)行了進(jìn)一步描述。8圖4還突出顯示了天線校準(zhǔn)中使用的可編程幅度和相位控制。

本文討論了用于對齊硬件幅度和相位的校準(zhǔn)步驟。

振幅校準(zhǔn)

測量每個(gè)通道的信號幅度，并將其均衡到功率最低的通道。為了同時(shí)測量各個(gè)子陣列，頻率間隔開，以便從單個(gè)頻譜分析儀測量中測量每個(gè)子陣列。

相位校準(zhǔn)

為了實(shí)現(xiàn)跨子陣列的同時(shí)捕獲，采用了時(shí)間交錯(cuò)脈沖校準(zhǔn)方法。脈沖是每個(gè)子陣列的時(shí)間交錯(cuò)。脈沖連續(xù)波（CW）信號被施加到頻譜分析儀設(shè)置中，以卸載同相（I）和正交相位（Q）數(shù)據(jù)。頻譜分析儀在 IQ 數(shù)據(jù)模式下能夠提供 160 MHz 帶寬。發(fā)射中心頻率與頻譜分析儀中心頻率偏移 8 MHz，以觀察 IQ 數(shù)據(jù)中的完整周期。根據(jù)這些數(shù)據(jù)，子陣列中的相位是匹配的。此概念如圖 5 所示。

圖3.強(qiáng)制2IF雜散相位旋轉(zhuǎn)。

實(shí)現(xiàn)的相位對齊步驟如下：

第 1 步：在所有四個(gè)子陣列中對齊元素 1。

這是通過單個(gè)數(shù)據(jù)捕獲實(shí)現(xiàn)的，使用時(shí)間交錯(cuò)脈沖對每個(gè)子陣列啟用元素 1 并禁用其他元素。

步驟 2：對齊子數(shù)組 2、8 和 2 中的元素 3 到 4。

這是通過七個(gè)脈沖數(shù)據(jù)采集來實(shí)現(xiàn)的。在每個(gè)數(shù)據(jù)捕獲中，第一個(gè)脈沖來自子陣列 1 元素 1，其余三個(gè)脈沖用于子陣列 2、3 和 4，每個(gè)數(shù)據(jù)捕獲通過元素 2 到 8。

步驟 3：對齊子陣列 2 中的元素 8 到 1。

這是通過七個(gè)2脈沖數(shù)據(jù)捕獲來實(shí)現(xiàn)的。在每個(gè)數(shù)據(jù)捕獲中，第二個(gè)脈沖是子陣列 2 元素 1，第一個(gè)脈沖步進(jìn)子陣列 1 元件 2 到 8。

SFDR 優(yōu)化

2IF雜散相位旋轉(zhuǎn)的原理在強(qiáng)制雜散相位旋轉(zhuǎn)部分進(jìn)行了概述。接下來，我們將其映射到方程表示中，以便更輕松地轉(zhuǎn)換為用于校準(zhǔn)的軟件腳本。

首先，我們介紹使用的符號：

發(fā)射校準(zhǔn)中描述的陣列校準(zhǔn)后每個(gè)元件的輸出相位可以寫為：

引入額外的SFDR相位優(yōu)化項(xiàng)，在陣列校準(zhǔn)和SFDR優(yōu)化步驟之后，每個(gè)元件的所需信號相位可以寫成：

同樣，此SFDR相位優(yōu)化步驟導(dǎo)致2IF雜散的每個(gè)元件的輸出相位，可寫為：

圖4.一種通用的混合波束成形架構(gòu)，概述了用于天線校準(zhǔn)的幅度和相位可編程控制。

圖5.時(shí)間交錯(cuò)脈沖校準(zhǔn)用于確定通道間的相位誤差。

圖6.（a） SFDR 優(yōu)化步驟 1：子陣列 1 和 3 處于活動狀態(tài)：θ1= 0， i3從0°旋轉(zhuǎn)到180°;（b） SFDR 優(yōu)化步驟 2：子陣列 2 和 4 處于活動狀態(tài)：θ2= 0， i4從0°旋轉(zhuǎn)到180°;（c） SFDR 優(yōu)化步驟 3：所有子陣列都處于活動狀態(tài)：θ3和 θ4固定在從步驟 1 和 2 中選擇的相位，θ2和 θ4從 0° 旋轉(zhuǎn)到 360°。

SFDR 優(yōu)化分三個(gè)步驟完成，如圖 6 所示。第一步包括激活陣列的一半，并將一個(gè)子陣列的模擬和數(shù)字相位從0°旋轉(zhuǎn)到180°，同時(shí)將另一個(gè)相位固定在0°。在這種情況下，子數(shù)組 1 和 3 處于活動狀態(tài)，而 θ1固定在 0° 和 θ3在關(guān)注 2IF 雜散大小的同時(shí)旋轉(zhuǎn)。圖6a顯示了θ3在此限度下，2IF雜散最小值。優(yōu)化步驟 2 的執(zhí)行方式與步驟 1 類似，但不同的子陣列處于活動狀態(tài)。對于步驟 2，子數(shù)組 2 和 4 處于活動狀態(tài)，而 θ2固定在 0° 和 θ4被旋轉(zhuǎn)。θ 的確定相位偏移4是當(dāng)2IF雜散幅度處于最小值時(shí)，如圖6b所示。

最后，在所有子陣列處于活動狀態(tài)時(shí)應(yīng)用步驟 1 和 2 中的優(yōu)化相位偏移，并在兩個(gè)子陣列上執(zhí)行最終相位旋轉(zhuǎn)。圖6c顯示了θ1和 θ3保持在固定值，而 θ2和 θ4被旋轉(zhuǎn)。同樣，最佳相位偏移是2IF雜散幅度的相應(yīng)最小值。值得澄清最終的θ4值是在步驟 2 和 3 中選擇的相位偏移的總和。

跨帶寬驗(yàn)證

每當(dāng)實(shí)施取消時(shí)，一個(gè)問題是驗(yàn)證跨帶寬和其他條件的取消保留。在所使用的硬件演示器中，需要考慮三個(gè)方面：基帶IQ數(shù)據(jù)到數(shù)字化儀IC的調(diào)制，DAC數(shù)字上變頻器中NCO頻率的變化以及LO頻率的變化。這些結(jié)果如圖 7 所示。IQ 數(shù)據(jù)在 100 MHz 范圍內(nèi)變化，NCO 頻率在 500 MHz 范圍內(nèi)變化，LO 在 2 GHz 范圍內(nèi)變化。在所有情況下，與未實(shí)施SFDR優(yōu)化相比，2IF雜散保持顯著降低的水平。

雜散取消與強(qiáng)制雜散不相關(guān)

關(guān)于雜散消除與更簡單的去相關(guān)方法以及對大型相控陣系統(tǒng)的適用性的觀點(diǎn)值得討論。

在此硬件的情況下，我們演示了一種雜散消除方法。如果關(guān)注的雜散顯示在整個(gè)陣列中相關(guān)，則可以將其應(yīng)用于單個(gè)顯性雜散。如果將數(shù)組分區(qū)為較小的子數(shù)組組以進(jìn)行 SFDR 優(yōu)化，或者我們的方法可以通過將數(shù)組拆分為象限來按原樣使用，則可以將我們描述的優(yōu)化擴(kuò)展到更大的數(shù)組。

有許多支線很難取消。在這種情況下，確保雜散信號不相關(guān)的10logN改進(jìn)更為實(shí)用。對于許多幅度不匹配的雜散或雜散的情況，可以在整個(gè)陣列中使用優(yōu)化步驟期間的SFDR相位隨機(jī)化，以確保雜散信號不相關(guān)，并且仍然可以通過這種相對簡單的軟件級實(shí)現(xiàn)提供改進(jìn)。

未來工作

對于相控陣，尚未討論的考慮因素是SFDR在遠(yuǎn)離主傳輸光束時(shí)的影響。在校準(zhǔn)和SFDR優(yōu)化步驟之后，當(dāng)主信號全部相干或朝向主光束方向時(shí)，將應(yīng)用雜散減少。在偏角處，主載體和雜散都存在相位旋轉(zhuǎn)。用于減少主光束方向上的SFDR的SFDR優(yōu)化可能導(dǎo)致雜散在其他角度方向上相位對齊。將評估這一效果，作為這項(xiàng)工作的后續(xù)行動。

圖7.顯示了三個(gè)可編程選項(xiàng)的頻率掃描結(jié)果：DDS頻率、NCO頻率和LO頻率;（a） DDS頻率掃描的載波幅度和2IF雜散幅度;（b） DDS頻率掃描的2IF雜散dBc電平;（c） NCO頻率掃描的載波幅度和2IF雜散幅度;（d） 用于NCO頻率掃描的2IF雜散dBc電平;（e） LO頻率掃描的載波幅度和2IF雜散幅度;（f） LO頻率掃描的2IF雜散dBc電平。

結(jié)論

混合波束成形相控陣架構(gòu)具有天然的鉤子，可以迫使混雜雜散不相關(guān)。該架構(gòu)在波束成形IC的模擬移相器中提供相移控制，在數(shù)字域中提供相位控制，可通過基帶數(shù)據(jù)或NCO相位調(diào)整實(shí)現(xiàn)。這些兩相控制元件的組合直接在架構(gòu)中提供了嵌入式相位控制，作為相控陣校準(zhǔn)第一級之后的第二步，可以利用這些控制來優(yōu)化SFDR性能。我們已經(jīng)在商用硬件上演示了這種能力，描述了優(yōu)化步驟，并提供了測量結(jié)果。

審核編輯：郭婷