8.3 前端

前端的基本目標(biāo)是放大天線接收的L波段信號(hào)（加上噪聲）到一個(gè)合適的幅度，經(jīng)過下變頻和數(shù)字轉(zhuǎn)換，可以進(jìn)行數(shù)字化處理。圖8.4示例了一個(gè)高動(dòng)態(tài)范圍的模擬前端設(shè)計(jì)，它能夠完成基礎(chǔ)目標(biāo)和更多。通常GNSS接收機(jī)的一個(gè)前端對(duì)應(yīng)一個(gè)L波段載頻。

因此多波段GNSS接收機(jī)需要多個(gè)前端，每一個(gè)前端設(shè)計(jì)的相對(duì)簡(jiǎn)單，對(duì)每一個(gè)L波段中心頻點(diǎn)來說可以適配相同的基本設(shè)計(jì)來構(gòu)成接收機(jī)設(shè)計(jì)。每一個(gè)前端都有基本一致的組件（例如，帶通濾波器和根據(jù)中心頻點(diǎn)確定的一級(jí)本振）。然而設(shè)計(jì)趨勢(shì)朝著最大化通用器件的方向發(fā)展（例如，使用通用中頻和后面所有相關(guān)的器件）。其他的設(shè)計(jì)目標(biāo)是達(dá)到較低的噪聲系數(shù)和高動(dòng)態(tài)范圍。后面會(huì)進(jìn)行描述如何設(shè)計(jì)前端，包括8.4節(jié)的接收信道描述，也包含F(xiàn)DMA信號(hào)GLONASS衛(wèi)星的通用設(shè)計(jì)。

前端的特點(diǎn)是其增益計(jì)劃，頻率計(jì)劃，頻率下變頻方案和數(shù)字輸出信號(hào)的類型。參看圖8.4，所有放大器增益和混頻器等級(jí)的帶寬要比濾波器的更寬，從而這些濾波器在帶寬Bfe、通帶的平坦度和群延遲發(fā)揮了主導(dǎo)作用。這些濾波器通過對(duì)頻帶以外頻率的衰減確定了阻帶的抑制度。前端進(jìn)一步的特點(diǎn)是它的的性能特性，例如噪聲系數(shù)和動(dòng)態(tài)范圍。這些前端特性在下面開始的功能說明描述。

圖8.4 高動(dòng)態(tài)范圍模擬前端框圖。

8.3.1 功能說明

參照?qǐng)D8.4，有一個(gè)腔體濾波器（高Q值，低插損，無源L波段帶通前置濾波器）在第一級(jí)通過最小化帶外（尤其是相鄰的頻帶）射頻干擾來保護(hù)第一級(jí)的有源部分。這里通常是非線性的保護(hù)電路（未示出），比如背靠背PIN二極管用來鉗位超標(biāo)（損壞）射頻信號(hào)到地。因?yàn)榍惑w濾波器物理設(shè)計(jì)偏大，濾波器可能被移動(dòng)到天線部分裝配或重新放置較小前置濾波器，或者對(duì)于第一級(jí)的有源部分來說阻帶抑制滿足設(shè)計(jì)需求，那么可以取消腔體濾波器。

第一級(jí)的有源部分是低噪聲放大器（LNA），用來放大天線的射頻信號(hào)。稍后將描述LNA在設(shè)置接收機(jī)噪聲系數(shù)中的作用。如果該天線距離接收機(jī)比較遠(yuǎn)，另一個(gè)LNA 必須要添加到天線部分起阻帶抑制作用的前置濾波器后邊。本地LNA的增益必須是相應(yīng)可調(diào)的，但是步進(jìn)增益控制（SGC）的態(tài)范圍必須被確定。LNA信號(hào)必須通過L波段聲表面波帶通濾波（SAW）濾波器進(jìn)行帶通濾波，采用第一級(jí)本振混頻，LO 1 =f L -F if ，fL是我們關(guān)注的L波段頻率，然后下變頻到中頻（IF）F if 。頻率合成器（頻率合成器的實(shí)現(xiàn)可以參照?qǐng)D8.1，但后面的圖中有更細(xì)節(jié)的描述）提供所有需要的本振，并且這些本振的相位鎖定到基準(zhǔn)振蕩器。這些頻率是基于接收機(jī)的頻率計(jì)劃設(shè)計(jì)的。每一級(jí)下變頻都需要一級(jí)本振。

本振信號(hào)混頻過程產(chǎn)生兩個(gè)上部和下部邊帶的SV 信號(hào)（加噪聲和泄漏通過信號(hào)）。中頻SAW帶通濾波器選擇的下部邊帶即是輸入的L波段信號(hào)和LO 1 [即，fL - （fL - fIF ）= fIF ]之差。上部邊帶和泄漏通過信號(hào)被這個(gè)設(shè)計(jì)在混頻器后面的中頻SAW濾波器抑制。在頻率計(jì)劃和SAW濾波器階段必須專門考慮去除所有潛在的噪聲信號(hào)源（例如不想要的信號(hào)，當(dāng)?shù)谝患?jí)本振混頻生成的中頻結(jié)束的地方）。信號(hào)的多普勒效應(yīng)和混頻過程產(chǎn)生中頻之后的偽碼（掩埋在噪聲）被保留了下來。只有載波頻率變低，但每一顆SV信號(hào)的多普勒頻移（載波的頻率偏差）依然參考原來的L波段信號(hào)。中頻信號(hào)被饋送到數(shù)字增益控制放大器（NGCA），通常稱為自動(dòng)增益控制（AGC），但此設(shè)計(jì)專門使用數(shù)字增益控制（NGC）。

數(shù)值增益控制（NGC）數(shù)字信號(hào)到NGCA 在圖8.4 功能框圖之外，但在后面的圖中有更細(xì)節(jié)的描述。NGC數(shù)字信號(hào)是離散的并且可以精確地控制NGCA增益，從而避免了模擬控制偏差。這種設(shè)計(jì)技術(shù)演示了一個(gè)60dB的動(dòng)態(tài)范圍[10] 加后面描述它支持一個(gè)干擾情況的特征[10-13]。

參照?qǐng)D8.4，上部中頻路徑饋送2個(gè)混頻器，一個(gè)同相中頻本地振蕩器頻率，（I）LO if ，一個(gè)正交相位本地振蕩器頻率，（Q）LO if ，轉(zhuǎn)換實(shí)際的IF信號(hào)為復(fù)合的基帶同相（I）和正交（Q）分量。混頻過程產(chǎn)生的上部邊帶和泄漏通過信號(hào)被他們對(duì)應(yīng)的低通濾波器抑制，也作為抗混疊濾波器，每一個(gè)具有前端的一半帶寬。如濾波器圖所示，這些信號(hào)中沒有載波頻率，因?yàn)樗鼈兊钠鹪船F(xiàn)在是直流電路。濾波后的信號(hào)被放大并饋送到兩個(gè)基帶ADC。

在圖8.4，下部的路徑保持真實(shí)的IF ，并通過覆蓋前端帶寬的抗混疊中頻帶通濾波器和放大器被傳遞到ADC。請(qǐng)注意，通常只有一個(gè)路徑或與其他路徑被實(shí)際使用。該選擇通常依賴于ADC技術(shù)，設(shè)計(jì)師可用與或數(shù)字信號(hào)處理功率，但下部真實(shí)中頻路徑的實(shí)施也有明顯的性能優(yōu)勢(shì)，后面會(huì)進(jìn)行描述。既然不同的GNSS信號(hào)可以有不同的選擇，并且開發(fā)一個(gè)產(chǎn)品的前端需要大量的投資，那么兩種方案可能做在一個(gè)設(shè)計(jì)中，提供一個(gè)或其他路徑可以關(guān)閉的方法。

本節(jié)敘述了前端部分的結(jié)構(gòu)，其中二次變頻有兩個(gè)方案，一個(gè)是IQ兩路正交下變頻，另一個(gè)是傳統(tǒng)下變頻，前端部分再往后就是ADC。

8.3.2 增益

估計(jì)前端電壓增益的需求（G fe ）db時(shí)，可以基于以下條件來計(jì)算，（N0）db接收機(jī)1Hz帶寬熱噪聲功率，Bfe前端帶寬（假定為30MHz），天線負(fù)載（假定為50歐姆），和假定2V峰峰值的最大ADC 輸入電壓。計(jì)算順序和相應(yīng)的公式在表8.4展示，（N0）db使用的數(shù)值在第9章計(jì)算，但表中重新計(jì)算了，采用了相同的假設(shè)（即，接收機(jī)噪聲系數(shù)（N f ）dB=2dB和天線溫度T ant =100K）。要提取的GNSS 信號(hào)被淹沒在噪聲中，所以假定只有熱噪聲存在（即，沒有帶內(nèi)干擾存在，并且?guī)?nèi)和可見GNSS信號(hào)增加的功率產(chǎn)生的熱噪聲可以忽略不計(jì)）。假定ADC具有1V的峰值限制，基于一個(gè)現(xiàn)代高性能，高采樣率，寬帶16位ADC（例如參照，[14]），它限制輸入電壓范圍為峰峰值滿量程輸入2V。所以1V 峰值或0.7071V RMS輸入是前提假設(shè)。對(duì)這些假設(shè)來說，表8.4顯示最大凈前端增益約為110 dB。純凈標(biāo)準(zhǔn)是重要的，因?yàn)榭赡苄枰嗫傇鲆娴囊髞砜朔岸随溌凡鍝p。要注意，該天線駐波比假定是一個(gè)完美的1：1（這不可能的），所以這方面的損失也必須由總增益克服。

對(duì)于一個(gè)簡(jiǎn)單的L1C/A碼接收機(jī)設(shè)計(jì)，前端帶寬會(huì)減少到1.7MHz，在這個(gè)帶寬條件下熱噪聲被減小到大約-142DBW（即，相對(duì)于寬帶情況大約降低12 dB） （使用表8.4公式(N)dB ??(N0)dB – 10log10(1/Bfe)，將前端帶寬1.7M代入后得-141.9） 。增益增加至大約122dB**（使用表8.4公式** *N * =1010和(G fe )dB =20log10(V ADC /V N ) **，將NDB=-142代入后得121.99）** ，所以寬帶的情況下大約需要額外增加12dB的增益。

在任何情況下，所有其他的都一致，實(shí)際的增益取決于前端帶寬（B fe ）下的熱噪聲。由于一個(gè)特定的前端設(shè)計(jì)帶寬不會(huì)發(fā)生變化，唯一能改變?cè)鲆娴氖菐?nèi)干擾（和組件溫度，年齡諸如此類變化引起小的增益變化）。當(dāng)帶內(nèi)干擾增加，前端增益需要相應(yīng)降低。表8.4的前端設(shè)計(jì)能夠提供一個(gè)很大范圍的增益降低。

**表****8.4 **最大凈前端電壓增益計(jì)算

本節(jié)敘述了前端電路增益的計(jì)算方法，提供了前端電路最大增益的公式 (G fe )dB =20log10(V ADC /V N )，即前端電路后級(jí)ADC的最大允許輸入電壓VADC與前端電路本身熱噪聲電壓的比值，因?yàn)镚NSS信號(hào)被淹沒在噪聲中，因此這個(gè)允許的最大增益并非僅僅是理論上的動(dòng)態(tài)范圍最大值，他有實(shí)際意義，當(dāng)然了由于前端電路帶寬一定，因此只有帶內(nèi)干擾才是需要降低最大增益的理由。

8.3.3 下變頻方案

下變頻方案的選擇很大程度上取決于設(shè)計(jì)人員可用的模擬微波技術(shù)。單片微波集成電路電路（MMIC）技術(shù)和專門的微波部件繼續(xù)改善，包括降低噪聲系數(shù)，尺寸和功率。對(duì)不需要的傳導(dǎo)或者潛在輻射路徑來說這些技術(shù)也增加了各級(jí)之間的隔離度。這有助于減少下變頻等級(jí)的數(shù)量，再模擬信號(hào)數(shù)字化之前提供更大的通帶增益和帶外抑制度。自從第一個(gè)預(yù)校正ADC接收機(jī)開始，所有的數(shù)字接收機(jī)，這些技術(shù)進(jìn)步能夠推進(jìn)技術(shù)換代，把下變頻等級(jí)從三個(gè)到兩個(gè)，到現(xiàn)在只有一級(jí)下變頻的前端設(shè)計(jì)。甚至直接L波段數(shù)字采樣和數(shù)字化前端已經(jīng)推出和落地。即使是直接L波段數(shù)字采樣和數(shù)字化前部已經(jīng)被提出并派出（ 即不進(jìn)行下變頻，ADC直接對(duì)LNA后的微波信號(hào)進(jìn)行采樣） 。

盡管前面提到的技術(shù)優(yōu)點(diǎn)，由于存在振蕩器的不穩(wěn)定性多級(jí)高增益還是要優(yōu)于直接L波段直接采樣技術(shù)。然而，僅在L波段通過一個(gè)LNA 增益級(jí)之后下變頻到中頻會(huì)大大減少泄漏路徑反饋。在圖8.4所示的設(shè)計(jì)中，增益分別在兩個(gè)單獨(dú)的頻率L波段和中頻進(jìn)行，并且大部分的增益放在中頻部分。這樣設(shè)計(jì)也允許使用一個(gè)相同的，較小的，成本較低，較高Q值和較低插入損耗的中頻SAW濾波器，相比使用在L波段的濾波器，為了匹配其相應(yīng)前端L波段頻率，每個(gè)SAW一定是不同的。這些中頻增益和濾波器級(jí)顯著提高了整體前端阻帶抑制性能。對(duì)比采用直接L波段采樣，這兩個(gè)關(guān)鍵特性（增強(qiáng)穩(wěn)定性和阻帶抑制）加上用于不同L波段前端相同中頻部件是的主要原因。

本節(jié)敘述了前端電路下變頻方案的發(fā)展，強(qiáng)調(diào)了傳統(tǒng)兩級(jí)下變頻方案對(duì)增強(qiáng)振蕩器穩(wěn)定性和阻帶抑制的優(yōu)勢(shì)是明顯的，要比直接L波段數(shù)字采樣有優(yōu)勢(shì)。

8.3.4 輸出ADC

注意圖8.4，前端上部信號(hào)路徑輸出到ADC 的是一個(gè)復(fù)合基帶（I 和Q）信號(hào)。這個(gè)方案同時(shí)有優(yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn)。明確的優(yōu)勢(shì)是信號(hào)頻譜已現(xiàn)在從中頻遷移到直流，并且?guī)挏p半 （8.3.1節(jié)已說過，混頻過程產(chǎn)生的上部邊帶和泄漏通過信號(hào)被他們對(duì)應(yīng)的低通濾波器抑制，也作為抗混疊濾波器，每一個(gè)具有前端的一半帶寬） 。在實(shí)踐中， GNSS信號(hào)的載波具有多普勒頻移 （即接收到的GNSS信號(hào)與衛(wèi)星發(fā)射的信號(hào)頻率有一點(diǎn)點(diǎn)偏差，我猜是因?yàn)樾l(wèi)星不停滴在移動(dòng)的原因） ，所以這些偏移依然存在。同樣，復(fù)合中頻下變頻（混頻）信號(hào)具有從參考振蕩器繼承的一些頻率偏差，因此該共模偏移仍然存在。圖8.4的真正中頻GNSS 信號(hào)轉(zhuǎn)換到一個(gè)復(fù)合信號(hào)處理過程中，復(fù)合信號(hào)不太可能對(duì)是一個(gè)各底層真實(shí)信號(hào)的完全復(fù)合信號(hào)再現(xiàn)。原因在于，參考時(shí)鐘頻偏，不完美的90度模擬信號(hào)相移電路，每一個(gè)底層信號(hào)的多普勒頻移。

這種基帶設(shè)計(jì)存在前提是這只是一些小的偏差，但是這些偏差并不能完全消除。另一個(gè)缺點(diǎn)是基帶信號(hào)不能交流耦合，因?yàn)榛鶐ьl譜是直流和模擬直流通路，增益級(jí)受限于漂移（即，包含在ADC過程中的直流漂移可能引起模擬偏置問題）。然而，當(dāng)ADC不能支持真正的模擬中頻信號(hào)帶寬時(shí)，這是最初數(shù)字接收機(jī)方案，因?yàn)橄嗤脑驎?huì)繼續(xù)在一些設(shè)計(jì)中使用。當(dāng)數(shù)字復(fù)合基帶信號(hào)還不完美的情況下，已經(jīng)開了各種技術(shù)來最小化的ADC輸入的直流偏置問題。

下面的路徑模擬中頻（實(shí)際）信號(hào)不具有DC 偏置問題，原因它通過交流耦合到ADC。典型地，現(xiàn)代單極性ADC 輸入需要一個(gè)DC 偏置，但該偏置電路不能受限 于有源增益級(jí)的漂移（即，偏置電路中需要使用盡量穩(wěn)定的參考電壓和電阻）。

在該下面的路徑方案中，每個(gè)數(shù)字接收器信道執(zhí)行轉(zhuǎn)換數(shù)字化的真實(shí)中頻信號(hào)為復(fù)合基帶分量。ADC 過程中轉(zhuǎn)換的真實(shí)模擬中頻信號(hào)到數(shù)字中頻的更詳細(xì)說明在第8.3.8節(jié)介紹，數(shù)字接收機(jī)處理過程在第8.4章介紹，但采用真實(shí)中頻信號(hào)數(shù)字信號(hào)處理的優(yōu)勢(shì)在這里表述。由于數(shù)字中頻的底層GNSS信號(hào)通過數(shù)字化檢測(cè)和處理，在ADC中搬移中頻信號(hào)到一個(gè)低鏡像頻率（描述在章節(jié)8.3.8）是數(shù)字化采樣的一個(gè)副產(chǎn)品。

關(guān)鍵的副產(chǎn)品是每個(gè)數(shù)字接收機(jī)信道本質(zhì)上通過在復(fù)制偽碼校正過程之后復(fù)制載波校正過程來從噪聲提取一個(gè)衛(wèi)星信號(hào)（分離出視野中所有相同載波頻率的衛(wèi)星信號(hào)）。這些校正過程既有開環(huán)時(shí)搜索或閉環(huán)時(shí)跟蹤衛(wèi)星（描述在章節(jié)8.7）。在這里關(guān)注的是采用數(shù)字載波校正過程的優(yōu)點(diǎn)和執(zhí)行在衛(wèi)星信號(hào)（不是所有視野中的）的復(fù)合轉(zhuǎn)換，同時(shí)數(shù)字化復(fù)制假定有完美90度相移的IQ載波信號(hào)。當(dāng)該衛(wèi)星信號(hào)被發(fā)現(xiàn)或者在數(shù)字接收機(jī)信道分配的相位鎖被鎖定，這些復(fù)制的信號(hào)同樣精確的和衛(wèi)星信號(hào)對(duì)齊，意味著這些復(fù)制信號(hào)包含精確的多普勒頻移，精確的共模參考振蕩器頻率和偏移，同樣也有精確的鏡像中頻的載波頻率。（在8.3.8節(jié)，解釋了實(shí)際中頻信號(hào)在頻域如何使用ADC欠采樣折返到較低的鏡像中頻。）

上面一段比較復(fù)雜，需再對(duì)照原文看

由于可以近乎完美實(shí)現(xiàn)數(shù)字基帶復(fù)合轉(zhuǎn)換過程，真實(shí)的模擬中頻信號(hào)推薦采用前端輸出到ADC，假設(shè)這樣的ADC 設(shè)計(jì)可以采用中頻作為輸入，并且在ADC采樣中提供需要的比特率兩倍的增加。還有一些數(shù)字接收機(jī)信道載波校正過程的簡(jiǎn)化將在后面描述。

本節(jié)比對(duì)了前端電路的第二級(jí)下變頻方案的優(yōu)劣，重點(diǎn)分析了IQ兩路正交方案的優(yōu)缺點(diǎn)，優(yōu)點(diǎn)主要是減低了對(duì)ADC采樣率的要求，速度可以降低一半，但方案太理想化，各種偏移漂移造成的誤差難以忽略，還是傳統(tǒng)方案好點(diǎn)，雖然對(duì)ADC采樣率要求高。

8.3.5 模數(shù)轉(zhuǎn)換ADC，數(shù)字增益控制和模擬頻率合成功能

ADC功能框圖是前端的一部分，在圖8.5展示。兩個(gè)ADC 選項(xiàng)需要由圖8.4 中示出在圖8.5。圖8.4中兩種ADC可選方案在圖8.5中示例，假如采用復(fù)合數(shù)字基帶信號(hào)輸出在圖的上部分使用了一對(duì)基帶ADC，假如真實(shí)數(shù)字中頻信號(hào)輸出實(shí)施的話需要需要在圖表下部分的一個(gè)單獨(dú)ADC。在任一情況下，除了信號(hào)檢測(cè)是復(fù)合或者真實(shí)的，實(shí)現(xiàn)相同的數(shù)字增益控制功能。注意，復(fù)合信號(hào)ADC的采樣時(shí)鐘是真實(shí)信號(hào)ADC采樣率的一半。這是因?yàn)閺?fù)合信號(hào)帶寬是真實(shí)信號(hào)的（大約）。數(shù)字增益控制還展示了作為副產(chǎn)品帶有J/N表和情景感知的兩種ADC實(shí)施。

圖8.5 具有數(shù)字增益控制功能的前端ADC方案。

對(duì)真實(shí)信號(hào)路徑來說數(shù)字增益控制功能的細(xì)節(jié)在圖8.6的閉環(huán)中展示。數(shù)字增益控制方案[10]作為其模擬部分的對(duì)應(yīng)具有同樣的功能（檢測(cè)器，低通濾波器，比較器，AGC增益和誤差積分器），但這種方案的優(yōu)點(diǎn)是精確和容易調(diào)諧，高動(dòng)態(tài)范圍和自由漂移積分，使步進(jìn)增益控制（及其J/N 表副產(chǎn)品）變得可行。其他情境感知功能，如干擾特性也可以作為數(shù)字增益控制設(shè)計(jì)的一部分實(shí)現(xiàn)，但不在這里描述。

圖8.6 閉環(huán)中的前端擴(kuò)展數(shù)字增益控制功能。

圖8.7 前端模擬本振頻率合成器。

模擬頻率合成器功能框圖，服務(wù)所有M個(gè)前端，見圖8.7。它提供了一個(gè)唯一的LO1到各前端，從而產(chǎn)生一致的中頻。如果一個(gè)復(fù)雜的基帶信號(hào)由前端合成，那么該頻率合成器提供了一個(gè)通用LO2 到每個(gè)前端，圖8.4中典型的復(fù)雜合成器產(chǎn)生2 至4 路的LO IF 。所有合成頻率都鎖相到參考振蕩器。

數(shù)字頻率合成器（在圖8.1比較高的層面）也鎖相到參考振蕩器，并且提供給所有M個(gè)前端提供ADC采樣率，也提供定時(shí)中斷給所有的接收機(jī)信道。謹(jǐn)慎的做法是為接收機(jī)的模擬和數(shù)字電路提供單獨(dú)的電源調(diào)整器，通過提供在電源附近提供單點(diǎn)接地回流使它們免受接地環(huán)路的影響，在實(shí)踐中盡可能保持物理隔離來最小化輻射串?dāng)_。盡管每個(gè)前端都需要自己的ADC，我們還是通過在功能上將ADC圖表與模擬前端分開來進(jìn)一步強(qiáng)調(diào)說明。

本節(jié)沒有特別之處

8.3.6 ADC實(shí)現(xiàn)損耗和一個(gè)設(shè)計(jì)實(shí)例

在GNSS接收機(jī)中ADC有限的量化級(jí)別會(huì)引起實(shí)現(xiàn)的損耗。這種損耗會(huì)在本節(jié)中描述，并展示一個(gè)快速模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)示例。從歷史上看，因?yàn)镚NSS接收機(jī)是實(shí)時(shí)操作的，所以信號(hào)處理也是在時(shí)域進(jìn)行。時(shí)域基帶處理允許的ADC 位數(shù)非常少，因此現(xiàn)在的技術(shù)水平現(xiàn)狀是簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)和增加采樣率。自從當(dāng)前的ADC和信號(hào)處理技術(shù)支持12bit或者更高的ADC分辨率后，搜索引擎中的頻域處理已變得非常流行。

當(dāng)這些ADC 使用后，實(shí)現(xiàn)損耗問題成為一個(gè)爭(zhēng)議點(diǎn)。即使這樣，存在實(shí)時(shí)的技術(shù)可以有效執(zhí)行搜索引擎功能，所以實(shí)現(xiàn)損失的問題仍然很重要。

第一代GPS C/A碼數(shù)字接收機(jī)使用1位和2位ADC ，其理論實(shí)現(xiàn)損耗分別為1.96 dB和0.5495 dB [16]。（ 所謂損耗，我猜是AD轉(zhuǎn)化過程中由于數(shù)字位LSB造成不可能準(zhǔn)確反映模擬電壓值，而理論上至少有一個(gè)LSB的轉(zhuǎn)換誤差，這個(gè)誤差便是損耗，如果考慮DNL之類的指標(biāo)，損耗就不止一個(gè)LSB了，所以ADC的位數(shù)越多，損耗越小） 理論上，1位ADC 不需要自動(dòng)增益控制，但實(shí)際上有些確保最小和最大幅度的形式是必須的，用來來實(shí)現(xiàn)統(tǒng)一的判決性能，通過采用有足夠閾值滯后的模擬比較器來避免振蕩?，F(xiàn)代高性能時(shí)域GNSS

接收器僅使用3位或4位ADC。正如看到的那樣，采用更多的比特，ADC實(shí)現(xiàn)損耗會(huì)隨之遞減，但對(duì)ADC中的量化和限幅噪聲來說自動(dòng)增益控制必須調(diào)整輸入模擬噪聲電平均方根（一個(gè)西格瑪）到最佳（ 從后文意思來猜，所謂一個(gè)西格瑪，應(yīng)該就是所謂的輸入模擬噪聲的合成，即均方根.，以后看見西各馬就用均方根代替，便于閱讀。不相關(guān)的多個(gè)噪聲合成就是對(duì)其進(jìn)行均方根處理即為合成噪聲有效值RMS） 。對(duì)一個(gè)只在時(shí)域操作的GNSS接收機(jī)來說，選擇一個(gè)可接受實(shí)現(xiàn)損耗的ADC，在寬范圍量化等級(jí)和模擬輸入噪聲的一個(gè)西格瑪幅度優(yōu)化條件下，[17]提供最全面和準(zhǔn)確的結(jié)果。由于在分析模型中使用了理想的抗混疊濾波器，因此在[17]中消除了因混疊而導(dǎo)致的實(shí)現(xiàn)損耗。僅僅單獨(dú)基于實(shí)現(xiàn)損耗的貢獻(xiàn)來考慮ADC選擇是有益的，但分析模型中的采樣率會(huì)由于混疊抑制方面變差，因?yàn)椴惶赡苌梢粋€(gè)理想的抗混疊濾波器。ADC設(shè)計(jì)方面的問題在第8.3.7 節(jié)中描述。

多個(gè)ADC量化等級(jí)對(duì)應(yīng)的有效信號(hào)功率損耗（分貝）在圖8.8展示。一定的量化等級(jí)n，通過打標(biāo)簽與ADC比特位數(shù)關(guān)聯(lián)，1比特標(biāo)簽關(guān)聯(lián)n=2，1.5比特標(biāo)簽關(guān)聯(lián)n=3，2比特標(biāo)簽關(guān)聯(lián)n=4，等等在圖8.8展示。每個(gè)等級(jí)繪制為最大閾值和一個(gè)西格瑪噪聲水平比值的函數(shù)。

圖8.8 幾個(gè)量化級(jí)別的GNSS接收器ADC實(shí)現(xiàn)損失。

圖8.8的含義大概是這樣，縱坐標(biāo)是轉(zhuǎn)換損失，越往上越高，橫坐標(biāo)是ADC輸入峰值點(diǎn)評(píng)與RMS噪聲電平的比值，輸入峰值電平其實(shí)也就是參考電壓了，從橫坐標(biāo)看，數(shù)值越大，說明輸入噪聲與ADC量程差距越大，噪聲占得LSB越少，那么自然轉(zhuǎn)換損耗也就越小了。另外1BIT的ADC其實(shí)就是個(gè)比較器，所以看上去他跟噪聲沒啥關(guān)系。

最大閾值對(duì)應(yīng)于ADC峰值輸入電平（如相對(duì)于所述峰-峰輸入電平）。表8.5 提供最大閾值到一個(gè)西格瑪噪聲水平的精確比率（表中T的數(shù)值），圖8.8可以近似得到。該表還包括了沒有在圖8.8中展示的最優(yōu)量化級(jí)Q，但它是確定表8.5中T的基礎(chǔ)。參考[17] 中定義為，，其中n是ADC量化級(jí)別的數(shù)量（如圖8.8 所示）。

最優(yōu)的峰-峰ADC參考電壓V ref ，對(duì)一個(gè)特定ADC（除了1比特ADC）來說，相對(duì)應(yīng)最優(yōu)的一個(gè)西格瑪（RMS）噪聲輸入在表8.6中展示。表8.5的前三列為了參考方便是重復(fù)的。最優(yōu)的峰值-峰值A(chǔ)DC參考電壓列采用計(jì)算，Q是采用8.5表中相同n對(duì)應(yīng)值。最優(yōu)的一個(gè)西格瑪列采用計(jì)算，T采用表8.5中相同n對(duì)應(yīng)的值。

觀察圖8.8發(fā)現(xiàn)，當(dāng)在這個(gè)區(qū)域最優(yōu)比率時(shí)(RMS)

，橫坐標(biāo)值為1對(duì)應(yīng)一個(gè)西格瑪（RMS）噪聲水平產(chǎn)生一個(gè)ADC限幅噪聲 （限幅噪聲這個(gè)概念不好查到，這句話意思應(yīng)該是說，橫坐標(biāo)為1，代表VRDF/2/RMS輸入噪聲=1，即VREF/2與輸入噪聲相等，而ADC輸入電壓不應(yīng)該高于參考電壓，那么參考電壓就是限幅噪聲吧。那么此時(shí)西格瑪噪聲就等于參考電壓也即限幅噪聲 ）。剛好更低的ADC量化級(jí)別會(huì)有更大的量化噪聲，所以當(dāng)最優(yōu)實(shí)現(xiàn)損耗時(shí)限幅噪聲會(huì)受益 **（看不懂，我理解的量化噪聲=RMS噪聲，限幅噪聲=VREF/2** ）。顯然，在較低的ADC 量化級(jí)別，優(yōu)化的一個(gè)西格瑪水平是非常增益敏感的 **（翻譯錯(cuò)誤，不是優(yōu)化的，應(yīng)該是最佳的。這里的增益應(yīng)該就是橫坐標(biāo)值VREF/2/RMS** ）。相反，具有更高量化級(jí)別位數(shù)的ADC（例如，3 位和更多），對(duì)優(yōu)化的一個(gè)西格瑪區(qū)域來說，實(shí)際上幾乎沒有限幅噪聲，幾乎很少增益敏感（即，在優(yōu)化區(qū)域曲線是平坦的）。因此，對(duì)更高的量化層級(jí)，ADC 的參考電壓不一定必須到3位小數(shù)的最優(yōu)參考電壓，但在峰-峰值A(chǔ)DC的參考電壓大約是n*Q。

注意的是在表8.5中1位和2位的ADC實(shí)施損耗與[16]的一致。還要注意的是，與3位或4位ADC相比，量化級(jí)別更高時(shí)，實(shí)現(xiàn)損耗減少是遞減的。

有眾多的ADC 設(shè)計(jì)，每個(gè)具有獨(dú)特的性能優(yōu)勢(shì)和劣勢(shì)。參考文獻(xiàn)[18]是一個(gè)精彩的（可下載）書籍，提供數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換所有相關(guān)方面的分析，也包括它有趣的歷史。并行ADC 設(shè)計(jì)[19] 對(duì)低比特ADC來說是一個(gè)流行的選擇，因?yàn)槊總€(gè)可能的量化層級(jí)（除零，這是默認(rèn)檢測(cè)）是通過模擬比較器來連續(xù)檢測(cè)，對(duì)每一個(gè)層級(jí)（除零）的離散輸出送到數(shù)字觸發(fā)器（例如，對(duì)3位ADC，7個(gè)模擬比較器饋送7數(shù)字觸發(fā)器）。

圖8.9 是一個(gè)3位（8級(jí)）模擬-數(shù)字并行轉(zhuǎn)換器[19]的原理圖。模擬輸入連接到所有7 個(gè)比較器的正極。負(fù)極被連接到一串恒流的電阻（來自參考電壓）。串中的每個(gè)電阻節(jié)點(diǎn)為每個(gè)比較器的負(fù)極提供一個(gè)基準(zhǔn)電壓，該電壓比其下方的最低有效位高一個(gè)最低有效位（LSB），除了LSB比較器的基準(zhǔn)電壓為0.5-LSB。

**Figure8.9 **Schematic of 3-bit (8-level) analog-to-digital flashconverter.

比較器串的輸出與水銀溫度計(jì)類似（即，當(dāng)模擬輸入電壓上升時(shí)，1的數(shù)量從底部到頂部成比例地上升，一次一個(gè)LSB值，當(dāng)模擬輸入電壓降低時(shí)，0的數(shù)量開始離散出現(xiàn)從頂部降至最低。）。然而，因?yàn)樗麄兊妮敵觯?，與門只在最高的輸入層級(jí)產(chǎn)生1的輸出）比較器差分輸出之間的與門提供了“7個(gè)中的1個(gè)”。采樣時(shí)鐘會(huì)瞬間采樣并保存當(dāng)前的ADC判斷，從而允許適當(dāng)?shù)摹?個(gè)中的1個(gè)”與門（或無）根據(jù)當(dāng)前的模擬輸入電平產(chǎn)生1，二進(jìn)制解碼器“或”門將該電平轉(zhuǎn)換為相應(yīng)的二進(jìn)制狀態(tài)作為3個(gè)觸發(fā)器的輸入，并且此狀態(tài)被鎖存到觸發(fā)器中。

每個(gè)比較器中都有一個(gè)精確且小量的滯后（小于0.5 LSB），以防止其在閾值附近振蕩。每個(gè)比較器的符號(hào)表明判斷過程中存在滯后現(xiàn)象。圖8.9 清楚地顯示了這種二進(jìn)制轉(zhuǎn)換過程。圖8.10顯示了該3位模數(shù)并行轉(zhuǎn)換器從輸入到輸出的傳遞函數(shù)（包括滯后），使用單極性VREF = 4V（Q = 0.5V），直流偏置為1.25V來容納雙極性模擬輸入。計(jì)算最佳一個(gè)西格瑪ADC輸入電平為根2/T=1.138V RMS。從表8.5和8.6可以看出，最佳Q = 0.586V（VREF = 4.688V）和最佳一個(gè)西格瑪ADC輸入電平為1.333-V RMS。此單極性3位ADC最佳直流偏置應(yīng)為011的比較器參考電壓或1.466V（即使用圖8.9中所示的偏置方程式）。對(duì)于此設(shè)計(jì)實(shí)例的實(shí)際選擇，實(shí)現(xiàn)損耗可忽略不計(jì)。

并行ADC設(shè)計(jì)非常符合ADC的理想要求。（1）理想地模擬信號(hào)采樣要求零光圈時(shí)間，但是實(shí)際上采樣的時(shí)間寬度應(yīng)足夠短，以使模擬信號(hào)中出現(xiàn)的最高頻率（fc）的幅度變化不到ADC LSB判定電平的一半。（2）采樣的模擬信號(hào)必須理想地零延遲轉(zhuǎn)換為數(shù)字表示，但實(shí)際上必須在比采樣時(shí)鐘周期短的時(shí)間寬度內(nèi)轉(zhuǎn)換。（3）采樣的模擬信號(hào)應(yīng)立即進(jìn)行理想的量化，但實(shí)際上必須保持誤差不超過ADC LSB的一半，直到量化為止。

Figure8.10 3****位模數(shù)并行轉(zhuǎn)換器輸入和輸出關(guān)系