在上一期的本文（一）中，我們談到了常見的衰減式唱放的設(shè)計方法，僅是粗略的談了一點兒，在實際制作中肯定考慮的事情還要稍微多點兒，例如管子的選擇、總增益的計算、電路結(jié)構(gòu)的不同（分為衰減式、負(fù)反饋式）、失真的控制（對于小信號來講，這并不是重點，但依舊要考慮）、頻響的要求（這點兒很重要，對于唱放均衡電路來講，其頻響通常要達(dá)到100KHz）、均衡特性的誤差、電路是否還要兼顧MC唱頭放大的部分功能等等，事實上，在這個簡短的文章中，我們不可能面面俱到，最主要的還是需要我們自已掌握一些基本的電路知識，在這個基礎(chǔ)上再來涉及到唱放電路的設(shè)計制作。

我們再回到本文的主題，也就是為朋友設(shè)計的這臺6N3衰減式唱放電路。

在本文中所涉及到的設(shè)計中，我不再對各級的放大倍數(shù)、輸出阻抗進行詳細(xì)的介紹，那些基礎(chǔ)知識如果看家有興趣可自行下載各種書籍復(fù)習(xí)。

朋友使用的唱機采用的是MM唱頭，但是考慮到之后他仍有可能升級到MC唱頭的應(yīng)用，所以這個電路設(shè)計中雖然適用于MM唱頭的放大，但是依然可以在本電路的第一級前加入10倍的唱頭輸入變壓器以達(dá)到兩種唱頭的通用。

圖一是6N3這只國產(chǎn)雙三極管的基本特性

圖 一

對于這個衰減式唱放電路，首先的主要構(gòu)思就是兩級共陰極放大加一級陰隨器電路的形式，將衰減網(wǎng)絡(luò)安排在電路的第二級共陰極放大電路與最后的陰隨器電路之間，這樣的好處是可以較好的利用陰隨器電路的阻抗匹配作用。

對于唱放電路來講，為了盡量減少各級阻容耦合電路時間常數(shù)對于均衡網(wǎng)絡(luò)的不利影響，最好的辦法是采用級間直耦（輸出級除外），所以在設(shè)計本唱放前，就決定了這個電路除了輸出耦合電容外全程直耦處理，這樣看上去各級的工作點牽扯太多，但實際上對于整機RIAA均衡特性的控制是有莫大好處的。

將不包含具體網(wǎng)絡(luò)參數(shù)的原始電路給了出來，如圖二所示

圖 二

朋友希望這臺唱放的靈敏度高一些，也就是電路的放大倍數(shù)大一些，所以本電路將6N3的屏極負(fù)載電阻取到82K阻值。

要計算均衡網(wǎng)絡(luò)中的R8、R14、C2、C7的準(zhǔn)確參數(shù)，如文一所講，我們必須要先求出第二級電路的輸出阻抗，先求出管內(nèi)阻：

Ri=μ/S=35/5.9≈6KΩ

電路輸出阻抗：Rsc=6k//82K≈5.6K

我們設(shè):R8=120K

則：C7=2187/(120+5.6)= 17.412n

C2=750/(120+5.6)= 5.971n

R14=318/17.412=18.263K

那么包含均衡網(wǎng)絡(luò)元件參數(shù)的完整電路如下圖三所示：

圖 三

得出圖三的完整電路以后，我們肯定要對電路所得到的RIAA均衡特性進行檢查，以核查本電路的均衡特性與RIAA標(biāo)準(zhǔn)均衡特性間的精度誤差。

圖四中的綠線代表的是圖三電路所得到的真實均衡特性曲線，紅線則是RIAA標(biāo)準(zhǔn)均衡特性曲線。

圖 四

圖四的特性初看上去好像不錯，但是仔細(xì)對比，你會發(fā)現(xiàn)，圖三電路所得到的低頻特性曲線比標(biāo)準(zhǔn)曲線的增益要略高一些，大概10Hz的幅度要略高過零點幾分貝，100KHz處的高頻增益要低過標(biāo)準(zhǔn)均衡特性曲線一些，為了精確越見，我將圖四中的誤差部分放大查看，低頻和高頻增益差別如下圖五、圖六所示

圖 五

圖 六

圖五中可以瞧見，本電路在低頻20Hz處的增益與標(biāo)準(zhǔn)RIAA均衡特性相比高了約0.135dB；圖六中可以得知，本電路在20KHz高頻增益相比于RIAA標(biāo)準(zhǔn)增益低了97.6mdB，約低了0.1dB左右(但是在100KHz的高頻處增益低了約0.8dB)。

從圖五、圖六的實際仿真結(jié)果來看，我們的電路在計算時的精確度在20Hz的低頻處增益高了約0.135dB、在20KHz處的增益低了約0.1dB，相比于大多數(shù)的唱放而言，這個值已經(jīng)相當(dāng)不錯了，但是如果我們要追求更高的均衡特性精度呢？例如它為什么20Hz的低頻增益高了0.135dB？20KHz的高頻增益低了0.1dB呢？我們是否能夠通過更精確地計算或措施能讓這個電路達(dá)到與標(biāo)準(zhǔn)均衡特性更小的誤差？相信，這個更高的目標(biāo)才是我們設(shè)計這個唱放的最終目的。

我們將低高頻增益誤差的問題，一個一個逐步解決，先來分析低頻增益誤差產(chǎn)生的原因。

在電子管唱放電路中，如果我們按照正常的設(shè)計思路，將均衡網(wǎng)絡(luò)前的電壓放大級輸出阻抗值已經(jīng)計算出并代入到電路，依舊出現(xiàn)了低頻增益增大或減小的情況，毫無疑問，那是由于放大電路輸出阻抗的計算出現(xiàn)了偏差所致（如本文的前文一所交待的內(nèi)容）。在圖三計算均衡網(wǎng)絡(luò)的電路中，已經(jīng)按照電路的要求計算得到了第二級電壓放大級的輸出阻抗約為5.6K，從仿真得到的結(jié)果看，顯然這個值依舊有較大的誤差。誤差出現(xiàn)在哪兒？

在計算管子內(nèi)阻時，管子的內(nèi)阻為6KΩ,我們是按照管子物理特性的基本公式得到的，那就是管子的內(nèi)阻等于電子管的放大倍數(shù)與跨導(dǎo)的比值Ri=μ/S。這有錯誤嗎？這個公式顯然是正確的，但問題的根源在于，跨導(dǎo)值對于一只三極管來講，并不是一個一成不變的常數(shù)，當(dāng)跨導(dǎo)產(chǎn)生變化時，電子管的管內(nèi)阻也自然發(fā)生了改變。

如果了解真空管基礎(chǔ)知識的朋友們應(yīng)該清楚，對于一只三極管來講，它的μ放大系數(shù)通常是一個常數(shù)，不過，其跨導(dǎo)與內(nèi)阻卻并一定，手冊中管子的內(nèi)阻通常指的是其位于陽柵特性曲線的平滑上升段處的典型值，但是在管子處于較小屏流的彎曲段時，其跨導(dǎo)與內(nèi)阻相比于其平直上升段的值會有顯著的不同，這時其內(nèi)阻通常較典型值高，跨導(dǎo)變低（此時跨導(dǎo)與內(nèi)阻的乘積值通常不會改變，亦就是μ值不會產(chǎn)生明顯變化），仔細(xì)分析圖三唱放電路低頻增益相比標(biāo)準(zhǔn)變高的原因，毫無疑問，是我將電子管典型工作狀態(tài)下的管內(nèi)阻代入到了計算公式中，亦就是說，6K歐的管內(nèi)阻是廠家所給出的這只管子在推薦工作狀態(tài)下（曲線平滑上升段）的典型值，但可能并不是這只管子在工作在較小屏流狀態(tài)下的精確值。為了求得6N3這只管子在圖三電路的工作點下較為準(zhǔn)確的管內(nèi)阻值，所以特地將6N3這只管子的特性曲線找了出來并精確求解，在本電路中第二級工作在屏流約為2.5mA處的較小值，如圖七：

圖 七

第二級電路工作點柵負(fù)壓約為-3V，所以在圖七中我選用了-3V的那根柵壓陽流曲線，在其中選擇了2mA和3mA上所對應(yīng)的兩點屏壓，根據(jù)變化的陽壓除以陽流，計算得出，在這一區(qū)間，6N3的管內(nèi)阻等于：

（141V-130V)/(3mA-2mA)=11KΩ

由此看來，在較小屏流下的管內(nèi)阻遠(yuǎn)大于我們之前代入到電路中的6K歐管內(nèi)阻值。

我們將11K歐管內(nèi)阻代入到電路中重新計算第二級電路的輸出阻抗：

Rsc=11K//82K≈9.7KΩ

在圖三電路計算時，我們是按照Rsc=5.6K代入到電路進行計算的，現(xiàn)在實際的9.7K輸出阻抗相比于之前的5.6K值多了4.1KΩ，所以我們要將這個多出的4.1K值從120K（R8）的那個電阻中扣除，這樣我們可以確保在圖三電路中的C2、C7、R14值不變的情況下得到更加精確的低頻特性，如下圖八所示：

圖 八

從圖八中可以看到，即使將20Hz處的特性單獨拿出進行放大對比，其特性相較于標(biāo)準(zhǔn)特性也是完全重合的，其誤差可以忽略不計（圖上標(biāo)計為誤差為0dB，實際上精度小于0.01dB沒有問題）。

從本文圖六可知，本電路在100KHz高頻增益相比于RIAA標(biāo)準(zhǔn)增益低了0.8dB，在20KHz處約低了0.1dB左右，這個問題所產(chǎn)生的根源是在哪兒呢？簡單的常識，這個現(xiàn)象跟采用電壓三極管作為末級的陰隨器無關(guān)，因為陰隨器是100%的電壓負(fù)反饋，其單級的頻響輕松上MHz且可以保持完全平直。這個電路在音頻域極高頻段中細(xì)微的衰減完全是電路本身的開環(huán)特性所致，與均衡網(wǎng)絡(luò)無關(guān)。

也許有人會問：憑什么武斷的說這個極高頻的均衡特性精度誤差是電路的開環(huán)特性引起？事實上，這個電路的開環(huán)頻響特性是可以計算出來的，我們通過如下公式：

(式中，C0為電路輸入電容、Rsc為電路輸出阻抗)

（式中AV為電路放大倍數(shù)）

我們通過計算圖八所示電路（不考慮均衡網(wǎng)絡(luò)和陰隨器電路影響，只考慮前兩級電壓放大電路的頻響上限），先求出第二級電路的等效輸入電容。

C0=2.6+1.3(1+31)=44pF (31為電路放大倍數(shù))

上式中的第一級電路輸出阻抗同第二級電路輸出阻抗大致一致，約為9.7K，代入到上式可以求出來前面兩級電路的頻響上限約為370KHz（-3dB），通常在這個指標(biāo)下，圖八的唱放電路在100KHz下的本底衰減就有零點幾分貝了。

對于一個無環(huán)路負(fù)反饋，且沒有任何特性均衡措施的電路來講，對于其頻響特性的自然衰減和高頻拓寬是無能為力的，只有自然遵從。但是在這個唱放均衡電路中，對于這個電路的高頻特性，我們是可以進行補償?shù)?，例如電路的高頻衰減多了，我們可以讓均衡網(wǎng)絡(luò)在高頻的衰減幅度減少一些，這個互補的原理很簡單，相信有點兒基礎(chǔ)的朋友們都會理解。

最終，在圖八電路中的那只R8電阻上，并聯(lián)了一個由R7與C1串聯(lián)的RC網(wǎng)絡(luò)，讓數(shù)百千赫極高頻的信號不通過那只116KΩ電阻，使得極高頻信號的增益抬升細(xì)微，讓本電路的高頻均衡特性與標(biāo)準(zhǔn)均衡網(wǎng)絡(luò)特性完全重合，最終修改的電路以及所對應(yīng)的均衡特性與標(biāo)準(zhǔn)均衡特性的對比如下圖九所示：

圖 九

通過圖九本電路均衡特性與標(biāo)準(zhǔn)RIAA均衡特性的對比，可以看出，圖九電路的理論仿真值與標(biāo)準(zhǔn)RIAA均衡特性達(dá)到了完全一致，自此，本文的6N3唱放電路在設(shè)計上達(dá)到了成功，其理論精度誤差與標(biāo)準(zhǔn)特性相比小于0.01dB。

當(dāng)然，唱放電路在實際制作中遠(yuǎn)沒有如此簡單，例如本文為補償極高頻的R7與C1的串聯(lián)，那只C1可以利用小型空氣可變電容進行調(diào)整得到，但前提是需要對其極高頻的頻響進行完整的測試，測試頻率要達(dá)到100KHz，可能您會發(fā)現(xiàn)其極高頻頻響與我們這兒給出的還存在著一些不同，因為在唱放的焊接搭棚或者PCB設(shè)計時，還存在著電壓放大級的信號線與地線間的分布電容，它們的平行走線、交叉位置的不同導(dǎo)致的分布參數(shù)都會有細(xì)微不同，而這些不同也會引起電路極高頻特性的細(xì)微區(qū)別。但是對于優(yōu)秀的唱放來講，個人DIY最大的困難在于要得到如此高的RIAA均衡精度必須要依靠極為昂貴的儀器進行測量，這對于絕大多數(shù)的朋友來講幾乎是不可能的。同時，這個電路中的幾只陰極旁路電容的容量不得隨意減小，否則陰極阻容電路所帶來的時間常數(shù)的變化將直接影響到整機最后的低頻特性，將會使得本電路為追求極高的均衡精度所付諸的努力前功盡棄。

整機中對元件精度要求最高的是R8、C2、C7、R14，如有可能，它們最好精確到Ω、pF，電阻可以通過多只電阻的串聯(lián)獲得，電容可以通過多只電容的并聯(lián)得到，它們必須通過數(shù)字電橋或者至少四位半數(shù)字表的精細(xì)挑選配對，同時它們的溫漂必須盡量的小。

相比于負(fù)反饋式唱放均衡電路的設(shè)計來講，衰減式均衡網(wǎng)絡(luò)具有計算簡單、衰減特性容易滿足、聲音自然的優(yōu)點，這也是衰減式均衡網(wǎng)絡(luò)得到無數(shù)廠家和DIY發(fā)燒友喜愛的原因。