什么？設計出來的LLC不好用！？

導致LLC變換器不好用的原因其實有很多，諧振參數(shù)、全范圍軟開關設計、空載穩(wěn)壓設計.......等都有可能出差錯（反正不是你的問題）

首先我們知道LLC變換器屬于龐大的諧振變換器拓撲家族系列。諧振腔是該拓撲系列的基礎特征，是一組以特定頻率（稱為諧振頻率）振蕩的電感器和電容器組成的電路。與傳統(tǒng)PWM（脈寬調節(jié)）變換器相比，LLC可以通過控制開關頻率（頻率調節(jié)）來實現(xiàn)輸出電壓恒定的諧振電路，這種開關模式的 DC/DC 電源變換器允許采用更高開關頻率 (Fsw)，并且降低了開關損耗，因此更適用于高功率和高效率應用。

正是由于LLC諧振變換器能滿足現(xiàn)代電源設計苛刻的性能要求而成為電力電子領域的熱門話題，但這≠每個人都能成功設計出來......

經過長時間的實踐與驗證（折磨），茂睿芯研發(fā)團隊的小伙伴們總結了一些LLC應用設計時應該注意的方法~今天我們先分享4點！

一、諧振參數(shù)的選擇

LLC變換器雖然適合高頻工作，但是一味地追求整個系統(tǒng)在較高的開關頻率運行反而會損失效率。因此，在設計的初始階段，需要根據(jù)設計的散熱方式、功率密度、磁件性能、開關器件來選擇合理的額定工作頻率。

（圖1 TDK PC47磁心損耗表）

工業(yè)電源領域大多數(shù)的設計會選擇100KHz左右的諧振頻率。明確諧振頻率后便著手設計諧振參數(shù)，諧振參數(shù)產生的增益曲線會與負載功率水平有關系。一般情況下，系統(tǒng)的最惡劣工作點在最高輸出電壓、最大輸出電流、最低輸入電壓這幾個條件同時存在時，負載產生的阻尼效果最強，諧振增益尖峰會被降低，輸出電壓也會降低。

（圖2 不同負載下的諧振增益曲線）

設計者需要極力避免以下情況，如果反饋閉環(huán)繼續(xù)降低開關頻率，則可能進入ZCS容性區(qū)域，導致開關管失去ZVS，使得閉環(huán)控制的增益不再單調，那么系統(tǒng)會進入不穩(wěn)定狀態(tài)。因此，一般工程設計首先需要考慮系統(tǒng)的輸出電壓范圍，這決定了諧振參數(shù)所需產生的最大增益。

在最惡劣情況下，設計者需要保證諧振增益曲線能滿足輸出電壓范圍的需求。事實上這里存在兩種不同情況：

①如果系統(tǒng)的輸出電壓變化很窄，比如服務器電源，挖礦機電源等應用，可以把增益曲線設計的放平緩，加大勵磁電感量，可以減少勵磁電流。

②如果系統(tǒng)的輸出電壓范圍很寬，比如車載OBC，充電樁模塊等應用，就需要設計陡峭的增益曲線，減小勵磁電感量，來滿足寬范圍的輸出應用。

以上兩種措施雖然都是LLC變換器的設計，但是因地制宜采取的方式還是截然不同的，如果能在設計之初提前考慮到這些情況的發(fā)生，無疑能更快達到系統(tǒng)設計的初衷。

二、全范圍軟開關設計

LLC變換器的顯著優(yōu)勢是基本上可以實現(xiàn)全負載范圍的開關管ZVS工作，如果要實現(xiàn)這一設計要點，需要考慮勵磁電感、死區(qū)時間、開關管的Coss、變壓器繞組寄生電容等電路諸多參數(shù)的搭配。

（圖3 ZVS和勵磁電感量的一個簡單計算）

假設一個初始設計目標為：ZVS需要勵磁電感需在死區(qū)時間內對LLC開關橋臂的中點注入或抽取電流，將上下兩個開關管的Coss電容充電/放電，讓其電壓提升到直流母線電壓的大小。

簡單算法：假設開關管的Coss大小基本不會隨著VDS電壓變化，即可計算出在死區(qū)時間內將Coss電容電壓提升到VIN或放電到0所需的電流，然后根據(jù)該電流去計算所需要的最大勵磁電感量，在此之前勵磁電感量通常需要根據(jù)諧振參數(shù)和增益曲線進行設計，計算出的勵磁電感可以作為一個能保證實現(xiàn)ZVS設計的校驗條件。如果根據(jù)諧振增益曲線設計的勵磁電感量低于上述滿足ZVS的最大勵磁電感量，即可使用；反之，還需要仔細優(yōu)化參數(shù)，來保證ZVS的實現(xiàn)。

三、空載穩(wěn)壓設計

反饋控制在空載情況下會拉升至最高開關頻率，這種情況在理論上應該能有效降低諧振增益，用于穩(wěn)定輸出電壓，而在一些實際應用中，諧振增益曲線即使在高頻下的增益已經很低，但空載電壓依然不容易穩(wěn)定。發(fā)生這種情況有可能是變壓器的繞組寄生電容也參與了諧振，其次，在高頻情況下使用FHA分析方法也不能準確地描述增益性能，所以LLC的空載穩(wěn)壓工作有時候也是令人頭疼的問題。

解決方法還是需要從諧振增益曲線著手，比如減小勵磁電感量或者再調整諧振參數(shù)；除此以外，還可以采取讓開關頻率達到最高設定頻率，如果還不能穩(wěn)定空載電壓可使系統(tǒng)進入burst mode，則通過間歇性工作，來降低向負載傳遞的平均功率能量，用于實現(xiàn)空載穩(wěn)壓。

（圖4 空載情況下BM工作）

四、短路和過流考慮

LLC變換器如果是直接頻率控制，那諧振電流便無法參與環(huán)路控制，因此判斷短路和過流的方法，通常是使用諧振電流的平均值，即監(jiān)測諧振電流瞬時值，得到其低通濾波器后的平均值，使用該平均值指示系統(tǒng)諧振電流的幅度。

(圖5 諧振電流平均值濾波器設置)

諧振電流的平均值在負載電流增加時也會同步增大幅度，因此當諧振電流平均值上升到過流保護比較器設定的保護點時，過流保護策略會起作用。其原理是通過快速提升系統(tǒng)工作頻率，來增大諧振網(wǎng)絡的阻抗，實現(xiàn)減少傳輸負載功率，達到過流保護。但是該策略只有在系統(tǒng)正常工作情況下會比較有用，而當輸出側短路時，就需要提升更快的工作頻率或者直接關機來防止系統(tǒng)損壞。

這其中存在的矛盾是，我們使用低通濾波器將諧振電流瞬時值改變?yōu)槠骄?/strong>后再進行的比較。因此這個低通濾波器的時間常數(shù)設置尤為重要，同時還需要考慮負載可能存在的負載峰值功率輸出時，會存在短時間大電流脈沖。如果該濾波器時間常數(shù)設置地太慢，會導致短路或過流保護不及時而損壞開關管；而濾波器時間常數(shù)設置地太快，短時間的峰值功率輸出可能更容易觸碰到過流保護策略，浪涌測試時也更容易影響到輸出不穩(wěn)定。因此低通濾波器參數(shù)的設計，需要考慮穩(wěn)態(tài)工作和異常工作的矛盾，仔細優(yōu)化和完善的測試，才能保證系統(tǒng)的性能。