一、基本概念：

FOC（field-oriented control）為磁場導向控制，又稱為矢量控制（vector control），是一種利用變頻器（VFD）控制三相電機的技術(shù)，利用調(diào)整變頻器的輸出頻率、輸出電壓的大小及角度，來控制電機的輸出。由于處理時會將三相輸出電流及電壓以矢量來表示，因此稱為矢量控制。

二、控制原理：

FOC控制的其實是電機的電磁場方向。轉(zhuǎn)子的轉(zhuǎn)子力矩正比于定子的磁場向量與轉(zhuǎn)子磁場矢量的矢量積。由矢量的關(guān)系可知，若使電機的轉(zhuǎn)矩時刻保持最大，則定子磁場向量應與轉(zhuǎn)子磁場向量相互垂直。又因為磁場的大小與方向與電流的大小與方向有著直接的關(guān)系，所以在用FOC控制算法控制BLDC時的關(guān)鍵就是控制三相輸入的電流大小與方向。而控制電流產(chǎn)生定子磁場與轉(zhuǎn)子磁場垂直的關(guān)鍵在：控制穩(wěn)定的三相輸入電壓及其電流向量，并且我們得知道轉(zhuǎn)子的實時位置。

輸入電流的方向控制，F(xiàn)OC給出了空間電流矢量的概念。其實質(zhì)是將三相的電流矢量結(jié)合，再分解為垂直和平行于轉(zhuǎn)子磁體軸方向的兩個分量即d-q結(jié)構(gòu)。垂直方向的電流分量所產(chǎn)生磁場正交于轉(zhuǎn)子的磁場，這就產(chǎn)生了旋轉(zhuǎn)力矩。而平行于轉(zhuǎn)子磁軸方向的電流分量，所產(chǎn)生的磁場與轉(zhuǎn)子磁場一致，就不會產(chǎn)生任何的力矩。另外，一個好的控制算法就需要使這個平行于轉(zhuǎn)子磁軸方向的電流分量盡量最小化，因為，這個電流分量只會使電機產(chǎn)生多余的熱量，并加劇軸承的磨損。我們需要控制線圈的電流，以使垂直于轉(zhuǎn)子磁軸方向的電流分量達到最大。由此而得到的電機力矩和這個電流分量的大小成比例。

為了使與轉(zhuǎn)子磁場同向的定子電流矢量最小化（為零）且垂直的磁場最大化，定子線圈內(nèi)的弦波電流需要隨著轉(zhuǎn)子的轉(zhuǎn)動角度實時地進行相位調(diào)整。控制穩(wěn)定的三相電流輸入可以建立P-I控制器，P-I控制是在不停的調(diào)制輸入，一旦電機電流被轉(zhuǎn)化成d-q結(jié)構(gòu)，控制將變得非常簡單。我們需要兩路P-I控制器；一個控制平行與轉(zhuǎn)子磁場的電流，一個控制垂直向電流。因為平行向電流的控制信號為零，所以這就使電機平行向的電流分量也變成零，這也就驅(qū)使電機的電流矢量全部轉(zhuǎn)化為垂直向的電流。由于只有垂直向電流才能產(chǎn)生有效的力矩，這樣電機的效率被最大化。另一路P-I控制器主要用來控制垂直向的電流，以獲得與輸入信號相符的需求力矩。這也就使垂直向電流按照要求被控制以獲得所需的力矩。

轉(zhuǎn)子的實時位置的確定有兩種情況：有位置傳感器、無位置傳感器。對于有傳感器，由于電機的傳感器（一般為編碼器）能反饋電機轉(zhuǎn)子的位置信息，因此在控制中可以不使用位置估算算法，控制起來相對無傳感器簡單，但是對帶傳感器的電機應用來說，往往對控制性能要求較高。對于無傳感器，由于電機不帶任何傳感器，因此不能通過簡單讀取傳感器的測量值來得到電機轉(zhuǎn)子的位置信息，所以在控制中需要通過采集電機相電流，使用位置估算算法來計算轉(zhuǎn)子位置。

具體的FOC控制原理圖：

1、采集到兩相電流

2、經(jīng)過clarke變換后得到兩軸正交電流量,

3、經(jīng)過旋轉(zhuǎn)變換后得到正交的電流量 Id、Iq，其中Iq與轉(zhuǎn)矩有關(guān)，Id與磁通有關(guān)。在實際控制中，常將Id置為０。得到的這兩個量不是時變的，因此可以單獨的對這兩個量進行控制，類似直流量控制一樣。而不需要知道具體要給電機三相具體的電壓為多少。

4、將第３步中得到的Iq與Id量分別送進PI調(diào)節(jié)器，得到對應的輸出Vq和Ｖd;

5、通過傳感器得到電機轉(zhuǎn)過的角度。

6、進行逆park變換，得到二軸電流量。

7、對第６步中的Va,Vb進行逆clarke變換，得到實際需要的三相電壓輸入給逆變電橋，驅(qū)動電機轉(zhuǎn)動。

三、坐標變換理論：

坐標變換理論可以降低馬達方程的復雜性，利用坐標變換把定子及轉(zhuǎn)子變量變換到一個旋轉(zhuǎn)坐標系中，該坐標系的轉(zhuǎn)速為角速度ω。

假設fax, fbx, fcx 為三相瞬時變量，位于相移120度的a,b,c坐標上，fqx, fdx, f0x 為其變換變量，位于正交坐標d,q上：

變換方程為：

3個變換方程用于矢量控制：

Clarke: ω=0, θ(0)=0 -> θ=0;

Park: ω=ωr, θ(0)=θr(0) -> θ=θr;

反Park: ω=-ωr , θ(0)= θr(0) ->θ=-θr

所以有：Clarke將定子電流轉(zhuǎn)變?yōu)殪o止直角參考坐標（稱αβ坐標）；然后，Park將電流轉(zhuǎn)變?yōu)榘措S機的速度旋轉(zhuǎn)的坐標為（磁場定向控制，與轉(zhuǎn)子同步）；反向Park變換使反電動勢從旋轉(zhuǎn)坐標（q, d）到靜止坐標。變換過程如下圖：

Clark變換應用于定子電流：

Park變換應用于定子電流：

Park逆運算變換應用于定子電壓：

程序的運行過程：

1、程序先通過 ADC 采樣，對 BLDC 電機的 a、b 兩相進行電流采樣；

2、通過 Clarke（） 函數(shù)將 a、b 兩相電流轉(zhuǎn)換為靜止坐標系上的電流 Iα、Iβ ；

3、由 Park（） 函數(shù)將電流 Iα、Iβ 和經(jīng) DAC 轉(zhuǎn)換的旋轉(zhuǎn)角度θ轉(zhuǎn)化為電流 Iq、Id；

4、將電流 Iq、Id 的電流差輸入到建立的 PI 控制器里，通過調(diào)節(jié)適當?shù)?PI 控制系數(shù)輸出最佳的旋轉(zhuǎn)電壓Vd、Vq；

5、用 Circle Limitation 來限制 Vd、Vq 的值以選擇恰當?shù)闹担?/p>

6、用 Rev_Park（）函數(shù)將旋轉(zhuǎn)電壓 Vd、Vq 轉(zhuǎn)換為靜止坐標系上的電壓Vα、Vβ；

7、通過三電阻式相電流重構(gòu)法將電壓 Vα、Vβ ，重新建立為 BLDC 電機的三相電壓 Ux、Uy、Uw 的大?。?/p>

8、用 SV_PWM 算法計算矢量及其分分扇區(qū)的扇區(qū)信息，通過控制 TIM 控制6個 MOSFET 管來控制各相電壓方向以達到最后的控制目的。

四、扇區(qū)的計算：

扇區(qū)六種狀態(tài)的計算方式，令 N=4*C+2*B+A； N值與扇區(qū)的對應關(guān)系：

基本矢量作用時間計算與三相 PWM 波形的合成：

PWM 周期計數(shù)器的值------為NTpwm=fdsp/fs/2。

發(fā)波系數(shù)：

Unom 為系統(tǒng)額定電壓（線電壓），開關(guān)頻率為 fs ，系統(tǒng)時鐘為 fc，輸入額定電壓 Udc，則PWM周期計數(shù)器的值：NTpwm=fc/fs/2。

又有電壓基值，實際電壓 U=U'Ubase，U'為標幺值，可以計算得到各扇區(qū)基本矢量的作用時間：

五、AD采樣：

STM32 的12位ADC是一種逐次逼近型模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器。它有多達18個通道，可測量16個外部和2個內(nèi)部信號源。各通道的A/D轉(zhuǎn)換可以單次、連續(xù)、掃描或間斷模式執(zhí)行。ADC的結(jié)果可以左對齊或右對齊方式存儲在16位數(shù)據(jù)寄存器中。

ADC采樣程序流程：

1、采樣前需要讀取三個采樣通道的零電流值，以進行傳感器校準；

2、ADC經(jīng)TIM1的N通道進行上升沿實踐觸發(fā)后進入中斷，進入起動模式，通過FOC驅(qū)動算法獲得采樣值，用計算出的值Vα、Vβ來判斷其所在扇區(qū)位置和三相PWM輸出的占空比；

ADC采樣注意事項：只有在下橋臂打開時由SVPWM的當前扇區(qū)決定該讀哪兩相電流，程序中只采樣A、B相電流，C相的電流通過 Ia+Ib+Ic=0 的電機電流關(guān)系得出。

每次橋臂開關(guān)狀態(tài)有變化時，會在shunt電阻上的電壓產(chǎn)生一個電子干擾，時間長度為TNoise，且當下橋臂打開后，需要等待一段時間來使shunt電阻上的電壓達到穩(wěn)定值，時間長度為TRise，所以在TNoise 及TRise期間不能讀相電流；

單電阻采樣的時刻與三電阻不一樣，且對于變負載或者位置環(huán)的應用，單電阻采樣不準，因此不建議采用。

六、磁鏈輸出限制

對于FOC算法，Vqs與Vds是由2個PID調(diào)節(jié)器單獨計算的，因此需要正確計算電壓矢量V，使之輸入到SVPWM模塊最大的電壓幅值為：S16_MAX (即：32767)。

七、單電阻采樣的原理：

對于一個電機驅(qū)動硬件系統(tǒng)，硬件的簡化框圖如下：

對于下橋臂的每一個開關(guān)狀態(tài)，其對應的流過采樣電阻的電流如表1。T4, T5 及T6 的開關(guān)狀態(tài)與T1, T2 及T3互補。在表1中， 值“0” 表示開關(guān)管關(guān)閉，而“1”表示開關(guān)管打開。

其最終生成的輸出PWM如下圖所示：

使用中心對稱模式, 每個PWM 周期被分成7個時間段；

? 在其中的三個時間段(I,IV,VII)，電阻中的電流為0；

? 在其余的時間段，由于PWM為中心對稱模式，電阻中的電流是對稱的；

? 如圖所示，存在兩種情況：

? 時間段II 及VI， iShunt = –iC；

? 時間段III 及V， iShunt = iA；

? 因此，此時有可能從采樣值重建馬達的三相電流：

? 時間段III 及V , iA = iShunt

? 時間段II 及VI, iC = -iShunt

? iB = -iA - iC

由于電流會有一定的穩(wěn)定時間，我們需要避開這個時間。

定義‘TRise’： 任一管子開關(guān)后，ADC通道上的輸入信號的穩(wěn)

定時間；

定義Tmin： 執(zhí)行電流采樣所需要的最小時間：等于TRise +

ADC 采樣時間+ 死區(qū)時間；

定義DMIN ：TMIN的占空比的表達形式

則由圖可以看出，AD采樣是需要避開電流穩(wěn)定的時間段，通常是通過延時一段時間后采樣來實現(xiàn)的。但是，存在以下兩種情況，就會衍生出電流采樣不準的問題：

1、相鄰空間矢量扇區(qū)的邊界區(qū)域

在相鄰的兩個空間矢量扇區(qū)的邊界區(qū)域, 有兩個橋臂的占空比幾乎相同；

在這種情況下，七個子時間段變成了五個，這樣的后果為：只可能采樣到兩個相電流中的一個；

因此，如果電壓矢量進入到下圖的灰色區(qū)域，就不能在同一個PWM周期中同時采樣到兩個相電流。

2、低調(diào)制比

在低調(diào)制比的情況下，三個橋臂的占空比幾乎相同；

? 在這種情況下，七個子時間段變成了三個；

? 在所有的三個時間段，流過采樣電阻的電流為0；

? 這就意味著當電壓矢量進入下列灰色區(qū)域時，無法采樣到相電流。

備注: 三電阻可以在任何時刻采樣,不存在此類問題。

對于FOC庫里面的電流采樣的函數(shù)，主要是以下幾個：

原文鏈接：

https://blog.csdn.net/qq_27575841/article/details/109789125

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