目前，用來(lái)量化ADC動(dòng)態(tài)性能的六個(gè)技術(shù)指標(biāo)分別為SINAD（信號(hào)與噪聲失真比），ENOB（有效位數(shù)），SNR（信噪比），THD（總諧波失真），THD+N（總諧波失真+噪聲），和SFDR（無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍）。 針對(duì)上述六個(gè)技術(shù)指標(biāo)，盡管大多數(shù)的ADC制造商采用相同的定義，但是仍有例外。通過(guò)這些技術(shù)指標(biāo)能夠比較不同ADC的性能，重要的是，不僅僅要準(zhǔn)確地理解指標(biāo)的定義，還要了解指標(biāo)之間的關(guān)系。 量化ADC失真和噪聲的方法有很多，這些方法都是利用基于FFT分析的測(cè)試裝置，如圖1所示。

圖1 對(duì)ADC的輸出信號(hào)進(jìn)行FFT分析的測(cè)試裝置 在頻域范圍內(nèi)，F(xiàn)FT的頻譜輸出是M/2個(gè)點(diǎn)（M是FFT的大小，即存儲(chǔ)在緩存中的樣本數(shù)量）。各點(diǎn)之間的間隔為fs/M，整個(gè)頻率覆蓋范圍為dc至fs/2，其中fs為采樣率。利用Analog Devices 公司的ADIsimADC程序?qū)硐氲?2位ADC進(jìn)行FFT分析后，其FFT輸出如圖2所示。 請(qǐng)注意，F(xiàn)FT的理論本底噪聲等于理論信噪比加上FFT的過(guò)程增益，10*log(M/2)。重要的是要記住，在計(jì)算SNR時(shí)使用的噪聲值是遍布整個(gè)Nyquist帶寬的（dc至fs/2），但是FFT是作為一個(gè)窄帶頻譜分析儀對(duì)整個(gè)頻譜進(jìn)行掃描，其掃描帶寬為fs/M。這樣能夠減少噪聲，減少的量等于過(guò)程增益，縮小帶寬的模擬頻譜分析儀也能產(chǎn)生相同的效果。 圖2中FFT的數(shù)據(jù)表示的是5個(gè)獨(dú)立的FFT的平均值。請(qǐng)注意，對(duì)若干個(gè)FFT的數(shù)據(jù)進(jìn)行平均并不會(huì)影響本底噪聲的平均值，其只是用來(lái)“平滑”每個(gè)頻率窗口中隨機(jī)變化的振幅。

圖2 理想的12位ADC的FFT輸出，輸入2.111MHz，fs=82MSPS，5個(gè)獨(dú)立的FFT的平均值，M=8192 與模擬頻譜分析儀一樣，F(xiàn)FT的輸出數(shù)據(jù)能夠用來(lái)測(cè)量數(shù)字信號(hào)各種諧波和噪聲分量的幅值。輸入信號(hào)的諧波可以通過(guò)其在頻譜中的位置與其他失真產(chǎn)物區(qū)別開(kāi)來(lái)。一個(gè)7MHz的輸入信號(hào)，采樣頻率為20MSPS，其前九階諧波產(chǎn)生的位置如圖3所示。通常在數(shù)據(jù)手冊(cè)中要指明二次和三次諧波，因?yàn)樗鼈兺亲畲蟮?，然而某些?shù)據(jù)手冊(cè)可能只給出最差的諧波值。 ?

總諧波失真（THD）

諧波失真通常以dBc（相對(duì)于載波的分貝值）為單位，盡管在音頻應(yīng)用中其可能表示為百分比。它是信號(hào)的有效值與有關(guān)諧波的均方根的比值。諧波失真通常是以接近滿(mǎn)量程的輸入信號(hào)進(jìn)行測(cè)量（通常會(huì)比滿(mǎn)功率低0.5~1dB，避免削波），雖然它能在任何電平下進(jìn)行測(cè)量。對(duì)于遠(yuǎn)低于滿(mǎn)功率的輸入信號(hào)，由于轉(zhuǎn)換器的差分非線性（DNL）將產(chǎn)生其它失真產(chǎn)物，而不是直接諧波，可能限制轉(zhuǎn)換器的性能。

圖3 輸入信號(hào)7MHz，采樣頻率20MSPS情況下，失真產(chǎn)物的位置 總諧波失真（THD）是基波信號(hào)的有效值與其諧波信號(hào)和的平方根的平均值的比值（通常，只有前5階諧波是顯著的）。ADC的THD通常也是以接近滿(mǎn)量程的輸入信號(hào)進(jìn)行，雖然它能在任何電平下進(jìn)行測(cè)量。 總諧波失真+噪聲（THD+N）是基波信號(hào)的有效值與其諧波信號(hào)和的平方根的平均值加上所有噪聲分量（包括dc分量）的比值。其中，必須指定被測(cè)量噪聲的帶寬。對(duì)于FFT，其帶寬為dc至fs/2（如果測(cè)量帶寬是dc至fs/2（Nyquist帶寬），那么THD+N與SINAD相等，詳見(jiàn)下文）。但是，需要注意的是，在音頻應(yīng)用中測(cè)量帶寬不一定是Nyquist帶寬。 ?

無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍（SFDR）

無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍（SFDR）是輸入信號(hào)的有效值與頻譜中最差雜散信號(hào)的有效值的比值。最差的雜散信號(hào)有可能是原始信號(hào)的諧波。在通信系統(tǒng)中，SFDR是一個(gè)十分重要的指標(biāo)，因?yàn)樗砹四軓囊粋€(gè)較大的干擾信號(hào)（阻塞器）中區(qū)分出的最小信號(hào)。SFDR可以相對(duì)于全量程（dBFS），或者相對(duì)于實(shí)際的信號(hào)振幅（dBc）進(jìn)行說(shuō)明。圖4形象地表示了SFDR的定義。

圖4 無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍（SFDR） Analog Devices公司的ADIsimADC ADC建模程序能夠在不同的工作頻率、電平和采樣率下，對(duì)各種高性能的ADC進(jìn)行評(píng)估。這些模型能夠準(zhǔn)確地反映器件的實(shí)際性能，圖5顯示了AD9444，采樣率為80MSPS的14位ADC的典型FFT輸出。 注意到，其輸入頻率為95.111MHz，經(jīng)過(guò)采樣后，其信號(hào)頻率失真回到15.111MHz。同時(shí)，圖5也顯示了前5階諧波產(chǎn)生的位置。在這種情況下，所有的諧波都是失真的。同時(shí)，在左側(cè)的數(shù)據(jù)欄中，該程序計(jì)算并列出了重要的性能指標(biāo)。

圖5 AD9444，采樣率為80MSPS的14位ADC，fin=95.111MHz，fs=80MSPS，5個(gè)獨(dú)立的FFT的平均值 ?

SINAD，SNR，ENOB

? ?SINAD和SNR值得特別關(guān)注，因?yàn)椴煌腁DC制造商對(duì)兩者的確切含義仍有一定的差異。信號(hào)與噪聲失真比（SINAD，或者S/(N+D)）是信號(hào)振幅的均方根與所有其他頻譜分量的和的平方根的平均值的比值。其他頻譜分量包括諧波，但是不包括dc分量。 SINAD能夠很好地反映一個(gè)ADC的整體動(dòng)態(tài)性能，因?yàn)樗?gòu)成噪聲和失真的所有分量。SINAD通常是根據(jù)輸入信號(hào)不同的振幅和頻率繪制的。當(dāng)給定輸入信號(hào)的振幅和頻率時(shí)，SINAD等于THD+N，前提是兩者測(cè)量噪聲的帶寬是相同的，均為Nyquist帶寬。AD9226，采樣率為65MSPS的12位ADC的典型圖如圖6所示。

圖6 AD9226，采樣率為65MSPS的12位ADC的SINAD和ENOB曲線圖，適用于各種全量程（范圍）的輸入 SINAD曲線圖表明，由于高頻率失真，ADC的交流性能隨之下降，一般繪制遠(yuǎn)高于Nyquist頻率的曲線圖，從而可以評(píng)估器件在欠采樣應(yīng)用時(shí)的性能。像這樣的SINAD曲線圖對(duì)于評(píng)估ADC的動(dòng)態(tài)性能十分有用。利用理想的N位ADC的理論SNR與有效位數(shù)（ENOB）的關(guān)系：

? 修正系數(shù)本質(zhì)上是將ENOB的值相對(duì)于滿(mǎn)功率的信號(hào)進(jìn)行“歸一化”，而不考慮實(shí)際信號(hào)的振幅。 信噪比（SNR，有時(shí)也稱(chēng)作無(wú)諧波的信噪比）也能通過(guò)FFT數(shù)據(jù)進(jìn)行計(jì)算，與SINAD一樣，只是在計(jì)算過(guò)程中不考慮信號(hào)諧波，只考慮信號(hào)噪聲。實(shí)際上，只需將前5階諧波排除在外，因?yàn)樗鼈冋贾C波的主要部分。當(dāng)輸入信號(hào)的頻率較高時(shí)，信噪比曲線會(huì)下降，但是一般不會(huì)像SINAD曲線一樣下降得那么快，因?yàn)樵谟?jì)算的過(guò)程中不包含信號(hào)諧波。 某些ADC數(shù)據(jù)表籠統(tǒng)的將SINAD稱(chēng)作SNR，因此，當(dāng)你使用這些參數(shù)時(shí)必須特別注意，應(yīng)當(dāng)準(zhǔn)確理解制造商所表達(dá)的含義。 ?

SINAD，SNR，和THD間的關(guān)系

SINAD，SNR，和THD之間存在相應(yīng)的數(shù)學(xué)關(guān)系（假定，在所有的測(cè)量中，輸入信號(hào)具有相同振幅和頻率）。在接下來(lái)的方程中，SNR，THD，和SINAD的單位都是dB，并通過(guò)實(shí)際的數(shù)學(xué)比率S/N，S/D，和S/(N+D)計(jì)算得出，如下所示：

審核編輯：黃飛

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