摘要：提出了一種具有恒功率控制的單級(jí)功率因數(shù)校正電路。該電路功率因數(shù)校正級(jí)工作在電流斷續(xù)模式，具有較低的總諧波畸變和較高的功率因數(shù)。該電路的直接能量傳遞方式降低了直流母線電壓并且提高了電路的效率。采用恒功率控制方式使得電路具有良好的輸出特性。并通過仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了電路的可行性。

    關(guān)鍵詞：變換器；單級(jí)功率因數(shù)校正；恒功率控制

引言

近年來，功率因數(shù)校正（PFC）技術(shù)引起了人們的廣泛關(guān)注。傳統(tǒng)的兩級(jí)PFC電路的主要缺點(diǎn)是成本高以及控制電路復(fù)雜。單級(jí)功率因數(shù)校正（SSPFC）變換器[1][2][3][4]，將PFC級(jí)和DC/DC級(jí)結(jié)合在一起大大降低了成本。然而，SSPFC變換器在負(fù)載變輕時(shí)存在直流母線電壓過高的問題。文獻(xiàn)[2]采用反饋線圈雖然降低了直流母線電壓，但卻減小了線電流的導(dǎo)通角，從而增加了總諧波畸變（THD）。

為了解決上述問題，確保在負(fù)載變化時(shí)降低直流母線電壓和減少THD，本文提出了一種具有恒功率控制的SSPFC變換器。能量直接傳遞方式使得該電路在沒有減小線電流導(dǎo)通角的情況下降低了直流母線電壓。恒功率控制使得變換器的輸出在輸出電壓高的時(shí)候可以看成電壓源，在輸出電壓低的時(shí)候可以看成電流源，并且當(dāng)輸出電壓在一定范圍內(nèi)變化的時(shí)候，輸出功率近似恒定。

1 電路工作原理

單級(jí)功率因數(shù)校正電路的原理圖如圖1所示。它實(shí)際上是由一個(gè)Boost變換器和一個(gè)flyback變換器組合而成的。Boost變換器工作在DCM模式，在占空比和頻率恒定的情況下可以達(dá)到功率因數(shù)校正的目的。flyback變換器可以工作在DCM或CCM模式。

為了分析方便，假定整流電壓在一個(gè)開關(guān)周期中為定值，電容CB足夠大使得電壓VB基本恒定，flyback變壓器視為理想變壓器，在原邊并聯(lián)勵(lì)磁電感Lm，flyback變換器工作在CCM模式。則該電路有3種工作模式如圖2所示，主要工作波形如圖3所示。

    工作模式1（t0－t1）t0時(shí)刻開關(guān)S導(dǎo)通，直流母線電壓VB加在勵(lì)磁電感Lm上，由于flyback變換器工作在CCM模式，則電流im線性上升可表示為

im=VB/Lm(t－t0)＋im(t0)  （1）

而電感Lb工作在DCM模式，電流iLb由零線性上升，其表達(dá)式為

iLb=|Vin|/Lb(t－t0)   （2）

開關(guān)S上流過的電流可表示為

isw=iLb＋im   （3）

由于二級(jí)管Df反向偏置，所以線圈Ns和Np上沒有電流流過。

    工作模式2（t1－t2）開關(guān)S在t1時(shí)刻關(guān)斷，二極管Df正向偏置，勵(lì)磁電感Lm上的電壓為nVo(其中n=Np/Ns)，則電流im線性下降可表示為

im=－nVo/Lm(t－t1)＋im(t1)   （4）

開關(guān)S上的漏源電壓VDS為VB＋nVo，電感Lb上的電流iLb流過線圈Np和電容CB線性下降，其表達(dá)式為

iLb=－(VB+nVo-|Vin|)/Lb(t－t1)＋iLb(t1)   （5）

因此，原邊線圈Np和副邊線圈Ns上流過的電流可分別表示為

ip=iLb＋im   （6）

is=nip=n(iLb＋im)  （7）

    由式（7）可以看出副邊電流由兩部分組成，負(fù)載不但從勵(lì)磁電感Lm上獲取能量而且直接從電感Lb上獲取能量，這就意味著一部分能量可以不經(jīng)過儲(chǔ)能電容CB而直接傳遞給負(fù)載，因此，大大提高了效率并且降低了直流母線電壓。

工作模式3（t2－t3）t2時(shí)刻電流iLb下降到零，二極管Db反向偏置，勵(lì)磁電流繼續(xù)以斜率nVo/Lm線性下降直到t3時(shí)刻開關(guān)S再次導(dǎo)通。此時(shí)原邊線圈Np和副邊線圈Ns上的電流可分別表示為：

ip=im   （8）

is=nip=nim   （9）

2 恒功率控制方法

圖4給出了恒功率控制的框圖，圖中KVV和KIIo分別為電壓采樣值和電流采樣值，通過電阻R3及R4的分壓得到第一個(gè)運(yùn)放的正向輸入端電壓為＋，信號(hào)放大后得到運(yùn)放的輸出端電壓為，這一點(diǎn)的電壓和第二個(gè)運(yùn)放的反向輸入端電壓相等，根據(jù)運(yùn)放的虛短特性，得到第一個(gè)運(yùn)放的輸出電壓與第二個(gè)運(yùn)放的正向輸入端電壓相等，即=Vref，由此可得到式（10）。

(KiIoR4/R3+R4)＋(KVVoR3/R3+R4)=VrefR1/(R1+R2)   （10）

假設(shè)a=R2/R1，b=R4/R3，則式（10）表示為

(KiI0b/1+b)＋(KvV0/1+b)=(Vref)/(1+a)   （11）

從式(11)可以得到輸出功率Po的表達(dá)式為

Po=VoIo=－(Kv/K1b)Vo2＋[Vref(1+b)/K1b(1+a)]Vo   （12）

    從式（12）可以看出Po～Vo曲線是一條拋物線，在拋物線的頂點(diǎn)附近，輸出功率Po近似恒定。以輸出電壓80V，輸出功率80W為例，取KV=0.01，KI=0.1，Vref=5V，使拋物線的頂點(diǎn)位于Vo=80V，Po=80W處，則可以計(jì)算出a=27.13，b=8.00。于是式(12)可表示為

Po=－0.0125Vo2＋2Vo   （13）

當(dāng)輸出電壓變化范圍為60V～100V（±25％）時(shí)，輸出功率變化為6.25％。

該電路同?具有限壓和限流的功能，通過變換式(11)可得

Io=2－0.0125Vo   （14）

Vo=160－80Io   （15）

可見在輸出短路時(shí)電流被限制在2A，在輸出開路時(shí)電壓被限制在160V。

3 仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果

基于上述主電路及控制電路，采用以下參數(shù)進(jìn)行了仿真與試驗(yàn)：Lb=300μH，CB=470μF/450V，Lp=Ls=600μH，fs=50kHz，RL=80Ω。

    圖5為輸入線電壓和線電流實(shí)驗(yàn)波形；圖6為輸入電壓變化時(shí)，測(cè)量的電路效率，可以看出電路效率在較寬的輸入電壓范圍內(nèi)可以達(dá)到82％以上，比文獻(xiàn)[2][3]中所提出的電路的效率要高；圖7和圖8分別為不同輸入電壓時(shí)，功率因數(shù)和THD的測(cè)量結(jié)果，由圖7可見，電路的功率因數(shù)在輸入電壓為100～150V時(shí)可以達(dá)到0.98，在輸入電壓為220V時(shí)也可達(dá)到0.96；圖9為輸入電壓為220V時(shí)，在不同負(fù)載下直流母線電壓VB的仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果，仿真與實(shí)驗(yàn)都證明在負(fù)載變化時(shí)直流母線電壓VB可以控制在380V以下。

4 結(jié)語

本文提出了一種具有恒功率控制的單級(jí)功率因數(shù)校正電路。該電路PFC級(jí)工作在DCM模式，具有較低的THD和較高的PF。該電路的直接能量傳遞方式降低了直流母線電壓并且提高了效率。采用恒功率控制方式使得電路具有良好的輸出特性，當(dāng)負(fù)載變化時(shí)直流母線電壓變化不大。