首先這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)最大的優(yōu)點(diǎn)是變壓器原邊的結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)化，控制變得很簡(jiǎn)單。其次，這種方法的實(shí)現(xiàn)必須采用同步整流電路，因?yàn)榻诲e(cuò)并聯(lián)電路的實(shí)現(xiàn)要求變壓器副邊上下電位輪流為正，在一個(gè)時(shí)間段內(nèi)有且只有一個(gè)為正電位，其余都為零電位。但在這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，由于2個(gè)變壓器的原邊串聯(lián)在一起，而副邊是并聯(lián)的，這樣如果用肖特基二極管作整流器，那么輸入電壓將在2個(gè)變壓器原邊上分壓，而肖特基二極管又沒(méi)有選通的功能，這樣變壓器二次側(cè)的波形將是完全對(duì)稱的，上下2個(gè)整流電路的電流完全重合，達(dá)不到電流交錯(cuò)并聯(lián)的目的。

　　這樣，應(yīng)用同步整流器來(lái)完成這個(gè)功能，同時(shí)利用MOSFET的雙向?qū)щ娞匦?，因?yàn)橥秸鞴艿穆┰措娏魇欠植荚谧鴺?biāo)橫軸兩側(cè)的。這種結(jié)構(gòu)的過(guò)程詳細(xì)分析如下：

　　1)S1導(dǎo)通，S2截止;S3截止，S4,S5,S6均導(dǎo)通。由于S4,S5,S6的導(dǎo)通，第一變壓器副邊繞組下端為零電位，第二變壓器副邊繞組上、下端均為零電位，電感L1上電流上升，L2,L3,L4上電流下降。

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　　2)S2導(dǎo)通，S1截止;S4截止，S3,S5,S6均導(dǎo)通。由于S3,S5,S6的導(dǎo)通，第一變壓器副邊繞組上端為零電位，第二變壓器副邊繞組上、下端均為零電位，電感L2上電流上升，L1,L3,L4上電流下降。

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　　3)S1導(dǎo)通，S2截止;S5截止，S3,S4,S6均導(dǎo)通。由于S3,S4,S6的導(dǎo)通，第二變壓器副邊繞組下端為零電位，第一變壓器副邊繞組上、下端均為零電位，電感L3上電流上升，L1,L2,L4上電流下降。

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　　4)S2導(dǎo)通，S1截止;S6截止，S3,S4,S5均導(dǎo)通。由于S3,S4,S5的導(dǎo)通，第二變壓器副邊繞組上端為零電位，第一變壓器副邊繞組上、下端均為零電位，電感L4上電流上升，L1,L2,L3上電流下降。

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　　以上各式均忽略整流器的電壓降，且VSEC為變壓器二次側(cè)的電壓值。

　　根據(jù)以上分析可知，應(yīng)用同步整流器，通過(guò)變壓器原邊串聯(lián)而副邊并聯(lián)的方法，可以實(shí)現(xiàn)這種交錯(cuò)并聯(lián)半橋-倍流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。它的優(yōu)點(diǎn)主要有以下幾個(gè)方面：

　　1)有效地簡(jiǎn)化了拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制策略。

　　2)在頻率保持不變的情況下，如果紋波的峰-峰值一定，則這種結(jié)構(gòu)可以有效減小濾波電感的值，從而加快整個(gè)變換器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間。

　　3)交錯(cuò)并聯(lián)的半橋-倍流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與非交錯(cuò)并聯(lián)的半橋-倍流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比，一次側(cè)和二次側(cè)的導(dǎo)通損耗相差不多，但由于采用交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)，二次側(cè)的開(kāi)關(guān)頻率是原來(lái)的一半，相應(yīng)的開(kāi)關(guān)損耗也是原來(lái)的一半。由于變換器的開(kāi)關(guān)損耗在整個(gè)損耗統(tǒng)計(jì)中占很大的比例，因此，交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)可以極大地提高變換器的效率。

　　4 仿真分析

　　應(yīng)用Pspice軟件對(duì)電路進(jìn)行仿真。電路的參數(shù)如下：開(kāi)關(guān)頻率為100kHz,占空比為40%,輸入電壓為48V,濾波電感為2μH,濾波電容為820μF,輸出電流為60A,輸出電壓為1125V。

　　圖6所示為濾波電感的電流波形，從圖6可以看出，4個(gè)濾波電感的電流輪流充電，如果一個(gè)濾波電感在充電，其余3個(gè)電感必須在放電，在死區(qū)時(shí)間內(nèi)，4個(gè)濾波電感都在放電。

　　圖7和圖8所示分別為交錯(cuò)并聯(lián)變換器與單個(gè)倍流整流變換器結(jié)構(gòu)的輸出電流紋波波形，從圖7中可以看出，4個(gè)濾波電感的電流在濾波電容上疊加，可以把電流的紋波減小很多。

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　　圖6 濾波電感電流波形

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　　圖7 交錯(cuò)并聯(lián)變換器結(jié)構(gòu)的輸出電流紋波波形

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　　圖8 單個(gè)倍流整流變換器結(jié)構(gòu)的輸出電流紋波波形

　　5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

　　通過(guò)理論研究及仿真分析，可以看出，交錯(cuò)并聯(lián)的低壓大電流DC-DC變換器具有良好的性能，在輸出為1125V/60A的情況下，輸出電流紋波可以降到很小。為了進(jìn)一步說(shuō)明這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的可行性，用實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)電路見(jiàn)圖4,實(shí)驗(yàn)參數(shù)和仿真相同，最后得到如圖9所示的實(shí)驗(yàn)波形。圖9中，Vgs為一次側(cè)一個(gè)MOSFET的門(mén)極驅(qū)動(dòng)電壓波形，Vds則為相應(yīng)的MOSFET的柵源電壓波形，從圖9可以看出，實(shí)驗(yàn)結(jié)果所得波形同圖5的理論分析結(jié)果十分吻合，所提出的方法是可行的。其中，變壓器選用R2KB軟磁鐵氧體材料制作的GU22磁心，原副邊的匝數(shù)分別為8匝和1匝;電感選用寬恒導(dǎo)磁材料IJ50h制作的環(huán)形鐵心T5-10-215,匝數(shù)為8匝。

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　　圖9 實(shí)驗(yàn)波形

　　通過(guò)仿真及實(shí)驗(yàn)分析，得出以下結(jié)論：對(duì)于低壓大電流DC-DC變換器，可以通過(guò)交錯(cuò)并聯(lián)的方法，進(jìn)一步減小輸出電流紋波，效果十分明顯;或者在同樣輸出電流紋波情況下，可以極大地減小濾波電感值，從而減小整個(gè)變換器的尺寸，提高變換器的瞬態(tài)響應(yīng)特性。所討論的2個(gè)倍流整流結(jié)構(gòu)交錯(cuò)并聯(lián)案例同樣適應(yīng)于多個(gè)倍流整流結(jié)構(gòu)交錯(cuò)并聯(lián)的情況。