一、一種新型獨(dú)立太陽(yáng)能發(fā)電系統(tǒng)充放電電路拓?fù)?/p>

　　摘要：提出了一種新型充放電電路拓?fù)浼捌淇刂品椒?，運(yùn)行靈活，能使光伏系統(tǒng)工作于最佳狀態(tài)，解決了光伏電池最大功率跟蹤和蓄電池最佳充電之間的沖突，提高了系統(tǒng)的效率和可靠性，還能用于其它新能源發(fā)電系統(tǒng)。

　　1 引言

　　在獨(dú)立太陽(yáng)能發(fā)電系統(tǒng)中，為了降低成本、提高效率和可靠性，既要使光伏電池輸出最大功率，又要使蓄電池正確充放電，同時(shí)還要最大限度地利用所發(fā)電能。在目前的光伏系統(tǒng)中，這三者的實(shí)現(xiàn)存在矛盾，通常只顧及到一個(gè)方面，如只追蹤光伏電池最大功率點(diǎn)而放棄蓄電池的最佳充放電，從而限制了系統(tǒng)的效率和壽命。本文將就此問(wèn)題進(jìn)行研究探討，并設(shè)計(jì)一套高效充放電電路，提出相應(yīng)的控制策略。

　　2 光伏發(fā)電系統(tǒng)充放電所面臨的問(wèn)題

　　2.1 光伏電池的運(yùn)行特點(diǎn)

　　光伏電池所發(fā)功率取決于照射到其表面的太陽(yáng)輻射量。由于受到當(dāng)?shù)鼐暥?、?jīng)度、時(shí)間、空氣狀態(tài)及氣象條件等各種因素的影響，實(shí)際上在某個(gè)地方所能接收到的輻射量時(shí)時(shí)刻刻都在變化著，偶然的陰影遮蔽也會(huì)使輸出功率降低，因此，光伏電池所發(fā)功率是不斷變化的。圖1是光伏電池的I—V與P—V特性曲線［1］，圖2是其輸出變量與溫度的關(guān)系曲線［1］，可以看出光伏電池的輸出最大功率點(diǎn)Pmax、短路電流Isc、開路電壓Voc隨著輻射強(qiáng)度、環(huán)境溫度在不停地變化，所以，光伏發(fā)電系統(tǒng)要不停地調(diào)整，以使光伏電池工作于最大功率點(diǎn)上，但這又同時(shí)使得光伏電池的輸出電流、電壓在不斷變化，即輸出功率是不斷變化的。

　　圖1 光伏電池的I—V和P—V特性曲線

　　圖2 光伏電池輸出變量Pmax，Voc和Isc的相對(duì)值（對(duì)應(yīng)于25℃時(shí)）與溫度的關(guān)系

　　2.2 鉛酸蓄電池充放電特性

　　目前，免維護(hù)鉛酸蓄電池作為儲(chǔ)能設(shè)備，由于維護(hù)量小，使用方便等優(yōu)點(diǎn)，在光伏系統(tǒng)中得到大量應(yīng)用。在獨(dú)立太陽(yáng)能發(fā)電系統(tǒng)中，其充放電方式與傳統(tǒng)充放電方式不同，既要因夜間帶負(fù)荷而需要循環(huán)充放電，又要在蓄電池快充滿時(shí)進(jìn)行浮充。而鉛酸蓄電池有其充放電特性，如不按照其充放電特性進(jìn)行充放電就會(huì)造成損壞且效率較低，日常的合理維護(hù)措施是必不可少的。目前，在光伏系統(tǒng)中蓄電池是一個(gè)薄弱環(huán)節(jié)，鉛酸蓄電池用于光伏系統(tǒng)后壽命縮短，限制了光伏系統(tǒng)的使用壽命，增加了系統(tǒng)的成本和維護(hù)費(fèi)用。研究發(fā)現(xiàn)，問(wèn)題在于蓄電池用于光伏時(shí)，充電電流較小和充電時(shí)間受限。涓流充電和部分放電容易造成電極上樹枝狀晶體的生長(zhǎng)，導(dǎo)致所謂的記憶效應(yīng)，蓄電池的充電容量將會(huì)降低；強(qiáng)行過(guò)充電會(huì)使電解液分解，產(chǎn)生氣體，造成電解液的丟失［2］。也有人指出，在光伏系統(tǒng)中限制蓄電池壽命的主要因素是蓄電池中的酸分層。在光伏系統(tǒng)中，由于蓄電池一般都處于欠充狀態(tài)，進(jìn)一步擴(kuò)大了蓄電池底部和頂部的硫酸濃度之差，加劇了硫酸鹽化和容量損失。同時(shí)小電流放電下所形成的PbSO4結(jié)晶顆粒粗大，這種結(jié)晶溶解困難，最終影響了蓄電池的壽命。在光伏系統(tǒng)中，蓄電池的放電率要比蓄電池應(yīng)用在其他場(chǎng)合低［3］。

　　光伏電池板比較昂貴，在目前的光伏發(fā)電效率下，最大限度地節(jié)約所發(fā)出的電能是降低成本的一個(gè)有效途徑，因此，要盡可能地存儲(chǔ)和利用所發(fā)出的電能，減少光伏電池的空運(yùn)行。而光伏系統(tǒng)的特點(diǎn)決定了鉛酸蓄電池欠充的可能性比較大。目前，在設(shè)計(jì)光伏系統(tǒng)時(shí)，將光伏電池和負(fù)載及蓄電池進(jìn)行固定匹配［4］［5］，同時(shí)，存在上面空運(yùn)行和欠充兩個(gè)問(wèn)題，其基本電路結(jié)構(gòu)如圖3所示。DC/DC變換器的輸出端直接與蓄電池和負(fù)載相連，這樣做可以避免過(guò)充，但卻無(wú)法解決可能出現(xiàn)的欠充，蓄電池缺乏有效保護(hù)，得不到最佳充電，長(zhǎng)此下去將導(dǎo)致蓄電池壽命降低，增加了系統(tǒng)維護(hù)費(fèi)用。另外，當(dāng)光伏電池輸出功率較大時(shí)，由于負(fù)載一般不隨意變化，在一定時(shí)間段內(nèi)就可能出現(xiàn)充電功率過(guò)大現(xiàn)象，需要啟動(dòng)保護(hù)電路限制充電強(qiáng)度，這樣勢(shì)必會(huì)造成能源浪費(fèi)，間接地增加了系統(tǒng)發(fā)電成本。同樣，由于負(fù)載的不確定性，在蓄電池單獨(dú)供電時(shí)就會(huì)出現(xiàn)所有電池單元部分放電現(xiàn)象，即蓄電池不能完全放電，這樣對(duì)蓄電池也是有害的。

　　圖3 傳統(tǒng)系統(tǒng)電路圖

　　3 系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其控制方案

　　對(duì)于上述問(wèn)題，本文提出了一種新型充放電電路拓?fù)?，采用?dòng)態(tài)功率跟蹤匹配法加以控制。即根據(jù)實(shí)時(shí)功率差，動(dòng)態(tài)地匹配充放電的蓄電池容量（蓄電池個(gè)數(shù)），也就是動(dòng)態(tài)地變換系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，從而實(shí)現(xiàn)最佳充放電。系統(tǒng)電路如圖4所示，光伏電池經(jīng)DC/DC變換器與負(fù)載和充電電路相連。負(fù)載可以變化。充電電路由直流母線和多個(gè)蓄電池充電單元組成，每個(gè)充放電單元包括雙向DC/DC變換電路Hn和蓄電池Bn兩部分。雙向DC/DC變換電路如圖5所示，蓄電池側(cè)為低壓側(cè)，能夠?qū)崿F(xiàn)升壓和降壓［6］。該雙向變換電路能實(shí)現(xiàn)高低壓側(cè)的有效電氣隔離，效率高，控制靈活。與傳統(tǒng)光伏系統(tǒng)相比，本系統(tǒng)運(yùn)行靈活，高效可靠，整體壽命得到提高；另一個(gè)很大的優(yōu)點(diǎn)是，容易進(jìn)行規(guī)模擴(kuò)充，易實(shí)現(xiàn)模塊化系統(tǒng)集成，能夠較好地解決蓄電池在目前的光伏發(fā)電系統(tǒng)中所面臨的問(wèn)題。由于蓄電池組容量是可以靈活變化的，所以，需要擴(kuò)充規(guī)模時(shí)，只需增加光伏電池板、增加并聯(lián)的DC/DC變換器數(shù)目、增加蓄電池充電單元、更改控制軟件程序即可。

　　圖4 系統(tǒng)電路圖

　　圖5 雙向DC/DC變換器

　　本系統(tǒng)真正實(shí)現(xiàn)了在光伏電池最大功率輸出下對(duì)蓄電池進(jìn)行最佳充放電。由圖1可看出，光伏電池的最大功率點(diǎn)電壓、電流在不同的情況下是變化的。所以，在負(fù)載不變的情況下，就需要系統(tǒng)同時(shí)調(diào)節(jié)充電電流來(lái)協(xié)調(diào)光伏電池最大功率跟蹤，這樣才能實(shí)現(xiàn)光伏電池最大功率輸出。為了實(shí)現(xiàn)光伏電池最大功率輸出時(shí)對(duì)蓄電池進(jìn)行最佳充放電，負(fù)載確定后，控制器同時(shí)同方向調(diào)整DC/DC變換器和充電器的占空比D，實(shí)現(xiàn)最佳充電，也使放電的蓄電池按最佳放電電流放電。在光伏電池運(yùn)行于最大功率點(diǎn)的前提下，本系統(tǒng)方案包括：

　　1）規(guī)定負(fù)載的最高限值，保證蓄電池能完成晚間或陰天的單獨(dú)供電。

　　2）充電時(shí)，同時(shí)調(diào)節(jié)光伏工作點(diǎn)跟蹤DC/DC變換器和雙向DC/DC變換器，由其動(dòng)態(tài)地確定需充電蓄電池?cái)?shù)；

　　3）放電時(shí)，同樣要判斷光伏輸出功率和負(fù)載功率的最大差，以此來(lái)確定參加放電的蓄電池?cái)?shù)；

　　4）充放電都要維持蓄電池的最佳充放電模式。

　　從圖4可以看出，直流母線電壓和DC/DC變換器輸出電壓及負(fù)載輸入電壓相等，總充放電電流ic為DC/DC變換器輸出電流與負(fù)載電流之差。設(shè)DC/DC變換器輸出電壓uo，輸出電流io，輸出功率po，負(fù)載電流iL，負(fù)載功率pL，總充電電流ic，各充放電單元高壓側(cè)電流icn，低壓側(cè)電流icn′，蓄電池電壓uBn，（n為充放電單元的個(gè)數(shù)），則

　　Po=uoio，PL=uoiL（1）

　　ic=io－iL=icn（2）

　　另外，對(duì)于雙向DC/DC變換器，由功率守恒得出

　　u1i1=u2i2（3）

　　又占空比D=ton/T，則

　　（4）

　　icn=i1=i2=icn′（5）

　　ic=icn′（6）

　　式中：Dn為第n個(gè)充電器的開關(guān)占空比，充電時(shí)為高壓側(cè)開關(guān)，放電時(shí)為低壓側(cè)開關(guān)。

　　所以，測(cè)得icn′后即可得到icn，得到Ic。這樣，控制器實(shí)時(shí)采集io，uo，iL，icn′，各蓄電池端電壓uBn等各數(shù)據(jù)，得出控制命令和保護(hù)措施。

　　系統(tǒng)充放電流程圖如圖6所示。充放電之前，控制器將滿荷電和已被開啟充放電的蓄電池從荷電量序列中去掉。然后按照各個(gè)蓄電池荷電多少對(duì)其余電池進(jìn)行排列，將荷電量不滿且缺量最多的蓄電池Bmax作為第一個(gè)充電的電池，然后依次確定充電次序。充電器先從第一個(gè)開始充電，即先將第一個(gè)充電器與DC/DC變換器一起進(jìn)行協(xié)調(diào)控制。當(dāng)?shù)谝粋€(gè)充電器的充電電流達(dá)到其蓄電池的最佳充電電流時(shí)，轉(zhuǎn)入保護(hù)充電模式，對(duì)其開始進(jìn)行恒流充電。在蓄電池端電壓達(dá)到水解電壓（一般為2.3V/單體，高于此值便開始出現(xiàn)電池酸液水解現(xiàn)象）時(shí)，轉(zhuǎn)為恒壓保護(hù)充電，并對(duì)過(guò)充電壓值進(jìn)行溫度補(bǔ)償，溫度補(bǔ)償系數(shù)?。?mV/℃，直至充滿。然后按照上述所說(shuō)方法開啟第二個(gè)充電器，將其添加到被控制隊(duì)列中，依次類推?？刂破鲄f(xié)調(diào)各個(gè)充電器，使其都盡可能處于最佳充電模式下，并盡可能將先充電的蓄電池充滿。放電時(shí)與充電相似，實(shí)時(shí)計(jì)算po與pL之差，并以此計(jì)算出需放電的蓄電池?cái)?shù)nf，計(jì)算時(shí)以單個(gè)蓄電池的最佳放電電流ifb為條件，即icn′=－ifb，nf=Ic/|icn|。放電順序與充電相同，先從荷電量最大的蓄電池開始放電，以防荷電量小的個(gè)體電池完全放電后得不到及時(shí)再充。當(dāng)po與pL之差減小時(shí)，以相反的順序斷開充放電單元。當(dāng)所有蓄電池端電壓到達(dá)設(shè)置的放電終止電壓后，立刻停止放電，避免發(fā)生過(guò)放電?？梢钥闯?，放電控制比充電控制相對(duì)簡(jiǎn)單。

　　圖6 充放電系統(tǒng)運(yùn)行流程圖

　　4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

　　為了驗(yàn)證方案的有效性，進(jìn)行了相關(guān)實(shí)驗(yàn)。出于冗余考慮，實(shí)驗(yàn)用了額定功率3800W的38D1010X400型光伏電池方陣，15只100A·h（20h率），放電深度為60％的蓄電池和一臺(tái)1000W的負(fù)載、一臺(tái)500W的負(fù)載，每3個(gè)蓄電池串聯(lián)為一個(gè)單元。其中1000W的負(fù)載一直運(yùn)行，而500W的負(fù)載在13時(shí)加入，并在15時(shí)退出。實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)見表1，結(jié)果表明，在各充放電電流為最佳的情況下，總充放電電流仍能夠跟蹤光伏電池輸出功率的變化。最大功率跟蹤和蓄電池充放電情況良好，只有一組蓄電池由于負(fù)載變化沒有充滿。系統(tǒng)既實(shí)現(xiàn)了光伏發(fā)電最大功率跟蹤，又對(duì)蓄電池實(shí)現(xiàn)了最佳充放電。實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論分析一致，證明該充放電電路拓?fù)浼捌淇刂品椒ㄊ强尚械摹?/p>

　　表1 實(shí) 驗(yàn) 數(shù) 據(jù)

　　時(shí)間光伏電池輸出功率/kW充電電流ic/A

　　5:000－10

　　10:001.757.49

　　13:002.4013.98

　　14:002.257.46

　　15:001.828.19

　　18:000.38－6.19

　　二、電壓調(diào)整模塊（VRM）拓?fù)渚C述

　　1引言

　　電壓調(diào)整模塊（VoltageRegulatorModule，VRM）是分布式電源系統(tǒng)（DistributedPowerSystem，DPS）（圖1）中的核心部件，它緊靠在需要供電的負(fù)載旁，可根據(jù)不同負(fù)載需要獨(dú)立調(diào)節(jié)輸出電壓，實(shí)現(xiàn)具有低電壓、大電流、高穩(wěn)定度輸出，高功率密度，快速響應(yīng)等優(yōu)良性能的高質(zhì)量電源系統(tǒng)。

　　根據(jù)輸入電壓的不同，VRM可分為5V、12V、48V輸入等不同種類，其相應(yīng)的電路拓?fù)溆性S多不同之處；根據(jù)輸出和輸入間是否隔離，VRM又可分成非隔離型和隔離型兩種。目前，VRM較多地采用5V輸入電壓，但隨著芯片負(fù)載電流越來(lái)越大，今后分布式電源系統(tǒng)中將較多地采用12V或48V總線電壓的VRM，經(jīng)變換輸出1V左右電壓供給工作站或服務(wù)器CPU芯片。

　　本文對(duì)近幾年提出的VRM拓?fù)渥饕痪C述，對(duì)每一種拓?fù)涞慕Y(jié)構(gòu)、原理和主要特點(diǎn)進(jìn)行簡(jiǎn)要介紹，同時(shí)介紹了交錯(cuò)并聯(lián)和內(nèi)置輸入濾波器等新的概念和技術(shù)。

　　2非隔離型VRM的主要拓?fù)?/p>

　　2？15V輸入的VRM拓?fù)?/p>

　　非隔離型VRM的拓?fù)浠旧鲜窃趥鹘y(tǒng)的Buck電路基礎(chǔ)上變化或改進(jìn)得到。圖2所示為低壓VRM中廣泛采用的同步整流Buck電路。由于用低壓MOSFET（其通態(tài)電阻很小，mΩ級(jí)）代替了肖特基（Schottky）整流管，因此可大大降低通態(tài)損耗，從而提高低壓VRM的效率和功率密度。

　　同步整流Buck電路中，濾波電感L一般取得較大，以確保負(fù)載變化時(shí)Buck電路始終工作于電流連續(xù)狀態(tài)，減小輸出電流紋波，從而減小濾波電容值，縮小體積，提高電源的功率密度。但在負(fù)載瞬態(tài)變化過(guò)

　　圖1分布式電源系統(tǒng)的一種典型結(jié)構(gòu)［2］

　　圖2同步整流Buck電路

　　圖3QSW工作波形

　　圖4交錯(cuò)連接QSW和消紋波原理

　?。╝）交錯(cuò)連接原理圖（b）紋波抵消示意圖

　　程中，過(guò)大的濾波電感限制了能量的傳輸速度，負(fù)載瞬態(tài)變化所需要（或產(chǎn)生）的能量幾乎全部由濾波電容提供（或吸收）。特別在大電流負(fù)載情況下，必須增加濾波電容（一般采用多電容并聯(lián)以減小ESR和ESL），使電源的體積增大，功率密度降低，也增加了產(chǎn)品的制造成本。由此可見，同步整流Buck電路難以滿足今后芯片發(fā)展對(duì)電源的要求。

　　為了克服同步整流Buck電路在瞬態(tài)響應(yīng)等方面存在的不足，文獻(xiàn)［3］提出了一種準(zhǔn)方波（Quasi？Square？

　　Wave，QSW）工作方式的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。該電路結(jié)構(gòu)與同步整流Buck電路相同，但其輸出濾波電感L遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于同步整流Buck電路中的L值，使QSW電路的瞬態(tài)響應(yīng)時(shí)間很短。從工作波形（圖3）可見，開關(guān)Q1和Q2均可以實(shí)現(xiàn)接近零電壓開通，使MOSFET的密勒（Miller）效應(yīng)影響減小，開關(guān)損耗和柵極驅(qū)動(dòng)功耗亦減小。但QSW電路也存在著許多問(wèn)題，首先由于IL的紋波增大，使流過(guò)開關(guān)管的電流有效值增大，通態(tài)損耗增加；其次需要很大的輸出濾波電容濾除紋波；再次大的紋波電流亦使磁性元件的損耗增加，使應(yīng)用QSW拓?fù)涞腣RM總體效率低于同步整流Buck電路。

　　為了減少Q(mào)SW電路輸出電流的紋波，同時(shí)又能滿足快速瞬態(tài)響應(yīng)的要求，文獻(xiàn)［3］提出了一種交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)，將多個(gè)QSW電路交錯(cuò)并聯(lián)起來(lái)，達(dá)到減小輸出紋波電流的目的。圖4所示為其原理圖和紋波抵消原理示意圖。圖5所示為多相交錯(cuò)并聯(lián)QSW的消紋波效果比較。

　　從圖5可以看到，多相QSW電路交錯(cuò)并聯(lián)，并合理地選取同步整流開關(guān)控制脈沖占空比，可以明顯減小輸出電流紋波，因此可以用比單相QSW電路中小得多的濾波電容，使電路同時(shí)滿足靜態(tài)和瞬態(tài)變化的要求；交錯(cuò)并聯(lián)QSW電路不僅可以減小輸出電流紋波，同時(shí)也減小了輸入電流紋波，使輸入濾波電容減小，電容所占體積減小，加上整個(gè)電路的效率提高，使VRM功率密度提高成為可能。

　　2？212V輸入的VRM電路拓?fù)鋵?duì)Buck電路而言，其電壓轉(zhuǎn)換比M==D，在輸出電壓一定的條件下，輸入電壓越高，則D越小。圖6所示為同步整流開關(guān)控制脈沖占空比D與輸出電壓VO之間的關(guān)系曲線，可見，當(dāng)輸入電壓Vin=12V，輸出電壓VO=1.0V時(shí)，占空比D已小于0.1，過(guò)小的占空比將給電路工作和性能帶來(lái)許多問(wèn)題［1］［4］：

　　（1）引起不對(duì)稱瞬態(tài)響應(yīng)，卸載（Stepdown）響應(yīng)性能遠(yuǎn)差于加載（Stepup）響應(yīng)性能，如圖7所示。在這種不對(duì)稱工作情況下，只能根據(jù)卸載瞬態(tài)響應(yīng)設(shè)計(jì)輸出濾波器等電路參數(shù)，給參數(shù)的優(yōu)化帶來(lái)很大困難。

　　（2）引起變換器整體效率下降。整流開關(guān)管Q1為硬關(guān)斷工作方式，在相等的輸出平均電流條件下，12V輸入電壓時(shí)的電流紋波比5V輸入電壓時(shí)大許多

　　圖5多相并聯(lián)QSW的消紋波效果

　　圖6Buck電路占空比與電壓間的關(guān)系

　　D1:Vin=5VD2:Vin=12V

　　圖7不對(duì)稱瞬態(tài)響應(yīng)

　　圖8濾波電感電流紋波

　　圖9抽頭電感Buck電路

　　圖10抽頭電感Buck等效電路

　　圖11抽頭電感Buck的工作波形

　　圖12不同電路占空比比較

　　M1:n=1M2:n=2M3:n=3

　?。▓D8），因此關(guān)斷時(shí)的峰值電流也很大；同時(shí)，加在Q1兩端的關(guān)斷電壓（Vin－Vout）較大，所以輸入電壓升高，關(guān)斷損耗增大，使變換器整體效率下降；對(duì)同步整流管Q2而言，起決定作用的是通態(tài)損耗。在很小的占空比條件下，電流紋波增大，使流過(guò)Q2的電流有效值較大，同時(shí)由于Q2導(dǎo)通時(shí)間很長(zhǎng)，所以Q2的通態(tài)損耗增大，也使變換器整體效率下降。

　?。?）由于開關(guān)管控制脈沖占空比很小，因此多相交錯(cuò)并聯(lián)所產(chǎn)生的消紋波效果不顯著。當(dāng)輸入電壓Vin=12V，輸出電壓VO=1.5V時(shí)，占空比D=0.125，從圖5可以看到，四相交錯(cuò)并聯(lián)后的紋波只消除了大約40％。若輸出電壓進(jìn)一步降低，則消紋波效果還要差。消紋波的效果越差，意味著為滿足瞬態(tài)響應(yīng)性能指標(biāo)所加的輸出濾波電容越大，這是我們所不希望的。

　　存在以上這些問(wèn)題的主要原因是在輸入電壓為12V或更高時(shí)Buck電路的占空比D過(guò)小，因此解決問(wèn)題的思路就是如何設(shè)法增大D。文獻(xiàn)［1］和［4］中介紹了一種稱為抽頭電感Buck電路，其電路、等效電路及其工作波形分別如圖9、圖10及圖11所示。抽頭電感Buck電路的電壓轉(zhuǎn)換比M==，通過(guò)設(shè)計(jì)抽頭電感的匝比“n”，可將開關(guān)脈沖占空比D擴(kuò)展至一個(gè)較合理的值。圖12為抽頭電感Buck電路和傳統(tǒng)Buck電路（n=1）的比較，從圖中可見，當(dāng)輸入電壓Vin=12V，VO=1.5V時(shí)，中間抽頭電感（n=2）Buck電路的開關(guān)脈沖占空比D已擴(kuò)展至0.222，接近傳統(tǒng)Buck電路的2倍。

　　由于開關(guān)脈沖占空比D的擴(kuò)展，使抽頭電感Buck電路的許多性能優(yōu)于傳統(tǒng)Buck電路：

　?、龠m當(dāng)選取匝比n（n在2與3之間），可獲得對(duì)

　　圖13開關(guān)電壓應(yīng)力與匝比的關(guān)系

　　圖14開關(guān)電流應(yīng)力與匝比的關(guān)系

　　圖15有源箝位耦合Buck電路及工作波形

　　（a）有源箝位耦合Buck電路（b）工作波形

　　稱的瞬態(tài)響應(yīng)性能，有利于效率的優(yōu)化。

　?、诔轭^電感Buck電路中，開關(guān)Q1的主要損耗仍是其關(guān)斷損耗，但比傳統(tǒng)Buck電路中Q1的損耗小，從而改善了電路的效率。這是因?yàn)?，Q1電流的紋波較小，在相同的平均輸入電流時(shí)，Q1的峰值電流較傳統(tǒng)Buck電路時(shí)小得多，因此減少了Q1的關(guān)斷損耗。

　?、塾捎赒1脈沖占空比D的擴(kuò)展，使交錯(cuò)并聯(lián)的消紋波效果更加顯著。對(duì)n=2的抽頭電感Buck電路，從圖12可見其Q1脈沖占空比D從0.125擴(kuò)展至0.222，從圖5可以讀出其紋波消除已達(dá)85％，可使輸出濾波器更小，損耗更低。

　　當(dāng)然，抽頭電感Buck電路也有其不足之處：

　　①開關(guān)Q1的電壓應(yīng)力隨n的增大而增大，如圖13所示（Vin=12V，VO=1.5V）；由于耦合電感存在漏感，使Q1關(guān)斷時(shí)承受很大的電壓尖峰（圖11）。因此必須選用較高耐壓的MOSFET，而高壓MOSFET的通態(tài)電阻往往較大，使Q1的通態(tài)損耗增大。

　?、陂_關(guān)Q2的電流應(yīng)力隨n的增大而增大，如圖14所示（Vin=12V，VO=1.5V，IO=50A），因此不希望取很大的n。

　　從上面分析可以看到，抽頭電感Buck電路是12V輸入VRM的一個(gè)較好的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，但由于存在很高的尖峰電壓使它難以被實(shí)際采用。文獻(xiàn)［1］［4］提出了一種有源箝位耦合Buck電路，可以解決上述尖峰電壓?jiǎn)栴}，其電路拓?fù)浜凸ぷ鞑ㄐ稳鐖D15所示。

　　有源箝位耦合Buck電路的電壓轉(zhuǎn)換比M==，當(dāng)Vin=12V，VO=1.5V，n=2時(shí)，D=0.285，比中間抽頭電感（n=2）Buck電路（D=0.222）還大，可以進(jìn)一步改善電路的工作狀況；由于箝位電容作用，開關(guān)的電壓應(yīng)力被箝位在2（Vin－VO），不隨n變化，在12V輸入時(shí)約為20V，因此可以選用廣泛使用的耐壓30V的MOSFET作為開關(guān)管，使成本和損耗降低；此外，變換器的輸入電流是連續(xù)的，因此可減小輸入濾波器的尺寸。

　　有源箝位耦合Buck電路可以解決抽頭電感Buck電路中由于漏電感所產(chǎn)生的尖峰電壓?jiǎn)栴}，同時(shí)改善或保持了抽頭電感Buck電路的優(yōu)點(diǎn)，是12V輸入VRM較好的一種拓?fù)?，將它與交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)和集成磁（IntegratedMagnetics）技術(shù)結(jié)合起來(lái)，可以實(shí)現(xiàn)具有高效率，快速瞬態(tài)響應(yīng)性能的12V輸入VRM。但該電路拓?fù)淙杂胁蛔阒帲瑥膱D15的工作波形可以看到，有源箝位耦合Buck電路的輸入電流存在較嚴(yán)重的突變，即某些時(shí)段的di/dt較大。因此，必須在有源箝位耦合Buck電路的輸入端加濾波電路；同時(shí)，該拓?fù)涞妮敵龆艘泊嬖陔娏魍蛔儐?wèn)題，使輸出濾波電容的電流有效值增加，效率降低，使用壽命縮短；由于濾波電容等效串聯(lián)電感（ESL）的存在，輸出電流的突變還會(huì)引起輸出電壓的開關(guān)噪聲。

　　圖16內(nèi)置輸入濾波器的有源箝位耦合Buck電路

　　圖17傳統(tǒng)推挽變換器及其主要工作波形

　?。╝）傳統(tǒng)推挽變換器電路（b）工作波形

　　為了解決上述電流突變問(wèn)題，文獻(xiàn)［5］將內(nèi)置輸入濾波器概念［6］引入至上述有源箝位耦合Buck電路中，提出了改進(jìn)的有源箝位耦合Buck電路，如圖16所示。

　　由于箝位耦合電容CS與漏感所形成的輸入濾波器作用，使輸入電流和輸出電流的變化比較平緩，因此可大大減小外加輸入濾波器的尺寸，甚至可以不要外加濾波器而直接利用內(nèi)置濾波器，從而減少元件的數(shù)目。

　　3隔離型VRM的主要拓?fù)浼靶阅鼙容^

　　隨著計(jì)算機(jī)芯片對(duì)電源容量和瞬態(tài)響應(yīng)要求的不斷提高，現(xiàn)在被廣泛采用的低壓（如5V）分布式電源系統(tǒng)將難以滿足要求，會(huì)逐漸被高壓（如48V）分布式電源系統(tǒng)所取代。與低壓分布式電源系統(tǒng)相比較，高壓分布式電源系統(tǒng)有許多顯著優(yōu)點(diǎn)［7］。

　　從前面的討論我們知道，低壓VRM的電路拓?fù)浜茈y被應(yīng)用到高壓VRM中。因此高壓VRM一般采用具有降壓變壓器的隔離型電路拓?fù)洌祲鹤儔浩髌鹬祲汉透綦x雙重作用。

　　對(duì)低壓大電流輸出VRM而言，副邊變換器的功率損耗對(duì)整個(gè)電路的效率起著主要作用，因此，為提高電路的轉(zhuǎn)換效率，必須努力降低副邊變換器的損耗，特別是整流器損耗和變壓器的繞組損耗。用同步整流器（低壓MOSFET）替換肖特基整流器可以減少整流器損耗；而降低變壓器的繞組損耗必須努力減小副邊繞組電阻和流過(guò)的電流有效值。合理選擇繞組和變壓器結(jié)構(gòu)可以減小繞組電阻，采用倍流器（Current？Doubler）拓?fù)淇梢詼p小副邊電流的有效值［8］。與倍流器輸出相適應(yīng)，變壓器原邊一般采用具有對(duì)稱工作方式的推挽變換器、半橋變換器和全橋變換器。

　　圖17所示為倍流整流電路（CurrentDoublerRectifier）輸出的傳統(tǒng)推挽變換器及其主要工作波形。

　　傳統(tǒng)推挽變換器的最主要問(wèn)題是當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷（對(duì)Q1而言，t=ton）時(shí)，變壓器的漏感產(chǎn)生很大的尖峰電壓加在管子兩端，這與反激變換器的工況相同。為了解決這一問(wèn)題，文獻(xiàn)［7］提出一種新型的推挽正激（Push？PullForward）變換器，其原理圖和主要工作波形如圖18所示。

　　圖18推挽正激變換器及其主要工作波形

　?。╝）推挽正激變換器電路（b）工作波形

　　圖19改進(jìn)型推挽正激變換器電路

　　與傳統(tǒng)推挽變換器電路相比較，推挽正激變換器電路中引入了一個(gè)箝位電容C。在t=0～ton期間，Q1導(dǎo)通，Q2截止，輸入電壓Vin通過(guò)Q1加在繞組1上，而電容C上的電壓VC（等于Vin）則加在繞組2上，這時(shí)電路就象是兩個(gè)正激電路并聯(lián)工作。當(dāng)Q1關(guān)斷后，漏感電流使Q2的反并二極管導(dǎo)通續(xù)流，而電容C將開關(guān)管Q1的端電壓箝位在2Vin，因此可以選用額定電壓較低的開關(guān)管以降低通態(tài)損耗。

　　該推挽正激變換器為一個(gè)二階系統(tǒng)，其控制較簡(jiǎn)單，瞬態(tài)響應(yīng)快；它具有較高的轉(zhuǎn)換效率，而且變壓器和電感可以很容易集成在一起［9］，從而大大提高變換器的功率密度。

　　最近，文獻(xiàn)［10］將內(nèi)置輸入濾波器概念［6］引入至推挽正激變換器中，提出了改進(jìn)型推挽正激變換器，如圖19所示。這一新拓?fù)渲械拈_關(guān)電流和繞組電流與推挽正激變換器中的相同，但輸入電流卻幾乎是平坦的，這是由于輸入電流同時(shí)流過(guò)兩個(gè)繞組且有紋波抵消作用，這正是內(nèi)置輸入濾波器的作用［6］。改進(jìn)型推挽正激變換器的輸入濾波器尺寸可以大大減小，或直接利用變壓器的漏感作為輸入濾波器，且可與其它磁元件集成在一起，使變換器的效率得到大大提高［10］［11］。

　　4結(jié)語(yǔ)

　　VRM拓?fù)溆性S許多多，每種拓?fù)溆衅涮攸c(diǎn)和適用的工況。將準(zhǔn)方波工作方式的同步整流Buck電路交錯(cuò)并聯(lián)，可大大降低輸出電流紋波，從而減小輸出濾波器的尺寸，同時(shí)滿足快速動(dòng)態(tài)響應(yīng)和高效率、高功率密度的要求；通過(guò)自耦合電感，可以拓展整流開關(guān)管的占空比，改善電路的瞬態(tài)響應(yīng)性能，提高變換器整體轉(zhuǎn)換效率；有源箝位電路可以抑制漏感引起的尖峰電壓，減少開關(guān)器件的電壓應(yīng)力，同時(shí)亦可降低電路損耗；將內(nèi)置輸入濾波器概念引入VRM拓?fù)渲校⒗眉纱偶夹g(shù)，可進(jìn)一步改善電路工況，減小濾波器尺寸。

　　目前VRM拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)改進(jìn)或新拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的提出，其基本思想是如何滿足VRM高效率、高密度和快速瞬態(tài)響應(yīng)的要求，同時(shí)非常重視包括磁集成技術(shù)在內(nèi)的集成封裝技術(shù)的運(yùn)用，并將能否采用集成技術(shù)作為判斷拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)性能優(yōu)劣的一個(gè)重要因素，因此這應(yīng)成為我們今后研究VRM技術(shù)的努力方向。

　　三、SMPS拓?fù)浼稗D(zhuǎn)換原理

　　根據(jù)電路拓?fù)涞牟煌?，SMPS可以將直流輸入電壓轉(zhuǎn)換成不同的直流輸出電壓。實(shí)際應(yīng)用中存在多種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，比較常見有三種基本類型，按照功能劃分為（參見圖2）：降壓（buck）、升壓（boost）、升/降壓（buck-boost或反轉(zhuǎn)）。下面還將討論圖2中所畫出的電感充電/放電通道。

　　三種拓?fù)涠及∕OSFET開關(guān)、二極管、輸出電容和電感。MOSFET是拓?fù)渲械挠性词芸卦?，與控制器（圖中沒給出）連接，控制器輸出脈寬調(diào)制（PWM）方波信號(hào)驅(qū)動(dòng)MOSFET柵極，控制器件的關(guān)斷或?qū)?。為使輸出電壓保持穩(wěn)定，控制器檢測(cè)SMPS輸出電壓，并改變方波信號(hào)的占空比（D），即MOSFET在每個(gè)開關(guān)周期（TS）導(dǎo)通時(shí)間。D是方波導(dǎo)通時(shí)間和周期的比值（TON/TS），直接影響SMPS的輸出電壓。兩者之間的關(guān)系在等式4和等式5給出。

　　MOSFET的導(dǎo)通和關(guān)斷狀態(tài)將SMPS電路分為兩個(gè)階段：充電階段和放電階段，分別表示電感中的能量傳遞狀態(tài)（參見圖2的環(huán)路）。充電期間電感所儲(chǔ)存的能量，在放電期間傳遞給輸出負(fù)載和電容上。電感充電期間，輸出電容為負(fù)載供電，維持輸出電壓穩(wěn)定。根據(jù)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不同，能量在電路元件中循環(huán)傳遞，使輸出電壓維持在適當(dāng)?shù)闹怠?/p>

　　在每個(gè)開關(guān)周期，電感是電源到負(fù)載能量傳輸?shù)暮诵?。如果沒有電感，MOSFET切換時(shí)，SMPS將無(wú)法正常工作。電感（L）中所儲(chǔ)存的能量（E）取決于電感電流值（I）：

　　在每個(gè)開關(guān)周期中（圖3），電感兩端的電壓恒定，因此電感中的電流線性變化。根據(jù)基爾霍夫電壓環(huán)路定律，可以得到開關(guān)過(guò)程中電感兩端電壓，注意極性以及VIN / VOUT的關(guān)系。例如，升壓轉(zhuǎn)換器的放電期間，電感兩端電壓為-（VOUT - VIN）。因?yàn)閂OUT 》 VIN，所以電感兩端電壓為負(fù)。

　　充電期間，MOSFET導(dǎo)通，二極管反向偏置，能量從電源傳遞給電感（圖2）。由于電感兩端電壓（VL）為正，電感電流將逐漸上升。同時(shí)，輸出電容將前一個(gè)周期存儲(chǔ)的能量傳遞給負(fù)載，以保持輸出電壓的恒定。

　　圖3. 穩(wěn)態(tài)時(shí)電感的電壓、電流特性。

　　放電期間，MOSFET關(guān)斷，二極管正向偏置并導(dǎo)通。由于此時(shí)電源不再對(duì)電感充電，電感兩端電壓極性反轉(zhuǎn)，并且將能量釋放給負(fù)載，同時(shí)補(bǔ)充輸出電容的儲(chǔ)能（圖2）。放電時(shí)，電感電流逐漸下降，放電電流如上述關(guān)系式所示。

　　充電/放電周期循環(huán)，并保持一個(gè)穩(wěn)定的開關(guān)狀態(tài)。在電路建立穩(wěn)態(tài)的過(guò)程中，電感電流逐漸達(dá)到其穩(wěn)定值，該電流是直流電流和電路在兩個(gè)階段切換時(shí)所產(chǎn)生的交流電流（或電感紋波電流）之和（圖3）。直流電流的大小與輸出電流成正比，也取決于電感在SMPS拓?fù)渲械奈恢谩＜y波電流需要經(jīng)過(guò)SMPS濾波，以獲得真正的直流輸出。濾波由輸出電容完成，它對(duì)于交流信號(hào)呈現(xiàn)較低的阻抗。不需要的輸出紋波電流通過(guò)輸出電容旁路，并且當(dāng)電流對(duì)地放電時(shí)保持電容電荷恒定。因此，輸出電容還起到穩(wěn)定輸出電壓的作用。實(shí)際應(yīng)用中，輸出電容的等效串聯(lián)電阻（ESR）產(chǎn)生的輸出電壓紋波與電容的紋波電流成正比。

　　由此可見，能量在電源、電感和輸出電容間傳遞，保持輸出電壓恒定，為負(fù)載供電。那么，通過(guò)SMPS間的能量傳遞如何確定輸出電壓和輸入/輸出電壓轉(zhuǎn)換比？ 如果能夠理解電路作用一個(gè)周期性波形的穩(wěn)態(tài)過(guò)程，便可以很容易的計(jì)算出這些數(shù)值。穩(wěn)態(tài)期間，有一個(gè)變量在重復(fù)周期TS的開始階段與結(jié)束階段相等。對(duì)于電感而言，如上所述，其電流周期性的充電與放電，因此其電流在PWM周期的開始階段應(yīng)該與結(jié)束階段相等。這意味著，電感電流在充電過(guò)程的變化量（ΔICHARGE）應(yīng)等于在放電過(guò)程的變化量（ΔIDISCHARGE）。建立充電和放電期間電感電流變化的等式，可得到下面的表達(dá)式：

　　簡(jiǎn)而言之，在不同的工作周期，電感電壓和時(shí)間的乘積相等。因此，從圖2的SMPS電路中，我們可以很容易的得到穩(wěn)態(tài)時(shí)的電壓和電流轉(zhuǎn)換比。對(duì)于降壓電路，根據(jù)充電電路的基爾霍夫電壓環(huán)路可得到電感兩端的電壓為（VIN - VOUT）。同理，放電過(guò)程中電路電感兩端的電壓為-VOUT。根據(jù)等式3，可得出電壓的轉(zhuǎn)換比為：

　　從這一系列等式可以看出，降壓轉(zhuǎn)換器的輸出相比VIN增大了D倍，而輸入電流則比負(fù)載電流大D倍。表1列舉了圖2中所示拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的轉(zhuǎn)換比。有些復(fù)雜的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可能難以分析，但是利用這個(gè)方法解等式3和5可得到全部SMPS的轉(zhuǎn)換比。

　　四、直流開關(guān)電源的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

　　直流開關(guān)電源的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

　　開關(guān)電源可分為直流開關(guān)電源和交流開關(guān)電源，是按輸出來(lái)區(qū)分的，交流開關(guān)電源輸出的是交流電，而直流開關(guān)電源輸出的是直流電，這里介紹的是直流開關(guān)電源。隨著相關(guān)元器件的發(fā)展，直流開關(guān)電源以其高效率在很多場(chǎng)合代替線性電源而獲得廣泛應(yīng)用。

　　直流開關(guān)電源與線性電源相比一般成本較高，但在有些特別場(chǎng)合卻更簡(jiǎn)單和便宜，甚至幾乎只能用開關(guān)電源，如升壓和極性反轉(zhuǎn)等。直流開關(guān)電源還可分為隔離的和不隔離的兩種，隔離的是采用變壓器來(lái)實(shí)現(xiàn)輸入與輸出間的電氣隔離，變壓器還便于實(shí)現(xiàn)多路不同電壓或多路相同電壓的輸出。

　　直流開關(guān)電源結(jié)構(gòu)復(fù)雜，設(shè)計(jì)和分析都有較特別的一套理論和方法，這里主要介紹6種基本的不隔離的直流開關(guān)電源結(jié)構(gòu)形式和其特點(diǎn)，便于依據(jù)應(yīng)用場(chǎng)合來(lái)選擇使用。

　　理想假定：為便于分析，常假定存在如下理想狀態(tài)

　　1. 電子器件理想：電子開關(guān)管Q和D的導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)間為零，通態(tài)電壓為零，斷態(tài)漏電流為零

　　2. 電感和電容均為無(wú)損耗的理想儲(chǔ)能元件，且開關(guān)頻率高于LC的諧振頻率

　　3. 在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，輸入電壓Vin保持不變

　　4. 在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，輸出電壓有很小的紋波，但可認(rèn)為基本保持不變，其值為Vo

　　5. 不計(jì)線路阻抗

　　6. 變換器效率為100%

　　一、Buck變換器：也稱降壓式變換器，是一種輸出電壓小于輸入電壓的單管不隔離直流變換器。

　　圖中，Q為開關(guān)管，其驅(qū)動(dòng)電壓一般為PWM（Pulse width modulation脈寬調(diào)制）信號(hào)，信號(hào)周期為Ts，則信號(hào)頻率為f=1/Ts，導(dǎo)通時(shí)間為Ton，關(guān)斷時(shí)間為Toff，則周期Ts=Ton+Toff，占空比Dy= Ton/Ts。

　　Buck變換器有兩種基本工作方式：

　　CCM（Continuous current mode）：電感電流連續(xù)模式，輸出濾波電感Lf的電流總是大于零

　　DCM（Discontinuous current mode）：電感電流斷續(xù)模式，在開關(guān)管關(guān)斷期間有一段時(shí)間Lf的電流為零

　　1.1 CCM時(shí)的基本關(guān)系：

　　1.2 DCM時(shí)的基本關(guān)系：

　　DCM可分為兩種典型情況：

　　輸入電壓Vin不變，輸出電壓Vo變化，常用作電動(dòng)機(jī)速度控制或充電器對(duì)蓄電池的恒流充電

　　輸入電壓Vin變化，輸出電壓Vo恒定，即普通開關(guān)穩(wěn)壓電源

　　1.3 電感電流臨界連續(xù)的邊界：

　　1.3.1 輸入電壓恒定不變時(shí)：Vin=const

　　可畫出Buck變換器在Vin=const時(shí)的外特性曲線：

　　圖中虛線為電感電流臨界連續(xù)的邊界，內(nèi)部為電流斷續(xù)區(qū)，外面為電流連續(xù)區(qū)。

　　理想情況下，在電流斷續(xù)區(qū)輸出電壓僅由占空比Dy確定。實(shí)際電路中，因元器件的非理想化，在電感電流的連續(xù)區(qū)，Buck變換器的外特性也是下降的，即Io加大，Vo降低。為保持Vo不變，在Io增加時(shí)，要適當(dāng)加大占空比Dy。

　　1.3.2 輸出電壓恒定不變時(shí)：Vo=const

　　可畫出Buck變換器在Vo=const時(shí)的標(biāo)幺特性曲線：

　　圖中虛線為電感電流臨界連續(xù)的邊界，右上方為電流連續(xù)區(qū)，左下為電流斷續(xù)區(qū)。

　　在電感電流臨界連續(xù)時(shí)，若加大負(fù)載，則進(jìn)入電流連續(xù)工作區(qū)；減小負(fù)載，則進(jìn)入電流斷續(xù)區(qū)。

　　若負(fù)載不變，減小輸入電壓Vin，為使Vo不變，應(yīng)加大Dy，也進(jìn)入電流連續(xù)區(qū)。

　　二、Boost變換器：也稱升壓式變換器，是一種輸出電壓高于輸入電壓的單管不隔離直流變換器。

　　開關(guān)管Q也為PWM控制方式，但最大占空比Dy必須限制，不允許在Dy=1的狀態(tài)下工作。電感Lf在輸入側(cè)，稱為升壓電感。Boost變換器也有CCM和DCM兩種工作方式。

　　2.1 CCM時(shí)的基本關(guān)系：

　　Q導(dǎo)通時(shí)為電感Lf儲(chǔ)能階段，此時(shí)電源不向負(fù)載提供能量，負(fù)載靠?jī)?chǔ)于電容Cf的能量維持工作；Q關(guān)斷時(shí)，電源和電感共同向負(fù)載供電，此時(shí)還給電容Cf充電。變換器必須接負(fù)載，不然會(huì)因能量不斷送到負(fù)載端而使Vo不斷升高而損壞。

　　2.2 DCM時(shí)的基本關(guān)系：

　　在電流斷續(xù)時(shí)，即使輸入電壓Vin不變，為了保持輸出電壓Vo恒定，也要隨負(fù)載電流的不同來(lái)調(diào)整占空比Dy。

　　2.3 電感電流臨界連續(xù)的邊界：

　　2.3.1 輸入電壓恒定不變時(shí)：Vin=const

　　2.3.2 輸出電壓恒定不變時(shí)：Vo=const

　　2.3.3 電感電流臨界連續(xù)的邊界曲線：上方為電感電流連續(xù)區(qū)，下方為斷續(xù)區(qū)

　　電流斷續(xù)時(shí)，開關(guān)管Q導(dǎo)通期間存儲(chǔ)在電感Lf中的磁能在Q截至期間全部通過(guò)二極管D轉(zhuǎn)移到輸出端，如果變換器不接負(fù)載電阻，或電阻太大，必使Vo不斷增加，因此沒有電壓閉環(huán)調(diào)節(jié)的Boost變換器不能在輸出端開路情況下工作。

　　三、Buck/Boost變換器：也稱升降壓式變換器，是一種輸出電壓既可低于也可高于輸入電壓的單管不隔離直流變換器，但其輸出電壓的極性與輸入電壓相反。Buck/Boost變換器可看做是Buck變換器和Boost變換器串聯(lián)而成，合并了開關(guān)管。

　　Buck/Boost變換器也有CCM和DCM兩種工作方式，開關(guān)管Q也為PWM控制方式。

　　3.1 CCM時(shí)的基本關(guān)系：

　　電感Lf用于儲(chǔ)能和轉(zhuǎn)換能量，Q導(dǎo)通時(shí)電感Lf儲(chǔ)能，負(fù)載由電容Cf供電；Q關(guān)斷時(shí)，電感向負(fù)載供電。

　　3.2 DCM時(shí)的基本關(guān)系：

　　3.3 電感電流臨界連續(xù)的邊界：

　　3.3.1 輸入電壓恒定不變時(shí)：Vin=const

　　3.3.2 輸出電壓恒定不變時(shí)：Vo=const

　　3.3.3 電感電流臨界連續(xù)的邊界曲線：上方為電感電流連續(xù)區(qū)，下方為斷續(xù)區(qū)

　　由圖可見，在Vo=const時(shí)，如果Dy《0.5，即Vo《Vin，變換器很容易進(jìn)入電感電流斷續(xù)區(qū)。

　　由于這種變換器的輸出電流和電感電流不同，故二者的邊界不相同，輸出電流Io的邊界線在電感電流的下方，因?yàn)镮o只是電感電流的一部分。

　　四、Cuk變換器：美國(guó)加州理工學(xué)院Slobodan Cuk提出的對(duì)Buck/Boost改進(jìn)的單管不隔離直流變換器，在輸入輸出端均有電感，可以顯著減小輸入和輸出電流的脈動(dòng)，同樣是輸出電壓的極性與輸入電壓相反，同樣是輸出電壓既可低于也可高于輸入電壓。Cuk變換器可看做是Boost變換器和Buck變換器串聯(lián)而成，合并了開關(guān)管。

　　開關(guān)管Q也為PWM控制方式。Cuk變換器也有CCM和DCM兩種工作方式，但不是指電感電流，而是指流過(guò)二極管的電流連續(xù)或斷續(xù)。在一個(gè)開關(guān)周期中開關(guān)管Q的截止時(shí)間（1-Dy）Ts內(nèi)，若二極管電流總是大于零，則為電流連續(xù)；若二極管電流在一段時(shí)間內(nèi)為零，則為電流斷續(xù)工作；若二極管電流在t=Ts時(shí)剛降為零，則為臨界連續(xù)工作方式。

　　Cuk變換器中有兩個(gè)電感，這兩個(gè)電感之間可以沒有耦合，也可以有耦合，耦合電感可進(jìn)一步減小電流脈動(dòng)量。

　　分析時(shí)增加一個(gè)假設(shè)：耦合電容C1容量很大，變換器在穩(wěn)態(tài)工作時(shí)C1的電壓基本保持恒定。

　　4.1 CCM時(shí)的基本關(guān)系：

　　Cuk變換器中，電源能量經(jīng)過(guò)3次變換才到負(fù)載。第一次是Q導(dǎo)通，電感L1儲(chǔ)能增長(zhǎng)，電能轉(zhuǎn)換為磁儲(chǔ)能；第二次是Q截止，L1的磁能轉(zhuǎn)移為C1的電能存儲(chǔ)著；第三次是Q導(dǎo)通，C1的電能轉(zhuǎn)移到負(fù)載和輸出回路的電感L2和電容Cf。實(shí)際上，第一、三次兩個(gè)轉(zhuǎn)換是同時(shí)進(jìn)行的。

　　Cuk變換器中兩電感電流增長(zhǎng)率和下降率僅與Vin、Vo和自身電感大小有關(guān)。電感確定后，兩電流增長(zhǎng)率只由Vin大小決定，分別為Vin/L1和Vin/L2；下降率只與Vo有關(guān)，分別為Vo/L1和Vo/L2。

　　4.2 DCM時(shí)的基本關(guān)系：

　　4.3 兩電感有耦合的Cuk變換器：

　　如果兩電感L1和L2繞在同一鐵芯上，

　　則兩個(gè)電感互相耦合，除自感外還有互感M，通常用耦合系數(shù)k來(lái)表示耦合程度：

　　耦合電感可以進(jìn)一步減小輸入電流和輸出電感電流的脈動(dòng)。

　　五、Zeta變換器：有兩個(gè)電感和耦合電容的單管不隔離直流變換器，輸出電壓極性和輸入電壓相同。Zeta變換器可看做是Buck/Boost變換器和Buck變換器串聯(lián)而成，合并了開關(guān)管。

　　Zeta變換器是電感輸出，所以輸出電流脈動(dòng)很小，開關(guān)管Q也為PWM控制方式。

　　分析時(shí)假設(shè)耦合電容C1容量很大，變換器在穩(wěn)態(tài)工作時(shí)C1的電壓基本保持恒定。

　　5.1 CCM時(shí)的基本關(guān)系：

　　5.2 DCM時(shí)的基本關(guān)系：

　　六、Sepic變換器：有兩個(gè)電感和耦合電容的單管不隔離直流變換器，輸出電壓極性和輸入電壓相同。Sepic變換器可看做是Boost變換器和Buck/Boost變換器串聯(lián)而成，合并了開關(guān)管。

　　Sepic變換器是電感輸入，所以輸入電流脈動(dòng)很小，開關(guān)管Q也為PWM控制方式。

　　分析時(shí)假設(shè)耦合電容C1容量很大，變換器在穩(wěn)態(tài)工作時(shí)C1的電壓基本保持恒定。

　　CCM時(shí)的基本關(guān)系：