1 推挽變換器及推挽諧振變換器的原理

（1）推挽變換器

推挽變換器拓?fù)浜凸ぷ鞑ㄐ稳鐖D1所示。電路中的兩個(gè)開關(guān)管Q1、Q2接在帶有中心抽頭的變壓器初級線圈兩端，此電路可以等效為兩個(gè)完全對稱的單端正激變換器。D1、D2為副邊整流二極管，L、C為輸出濾波電感和濾波電容。在分析時(shí)，作出如下假設(shè)：

a、所有功率管、二極管均為理想元件；

b、電容、電感均為理想元件；

c、輸出電容足夠大，C0、RL可以看成一個(gè)電壓源；

d、電路工作在穩(wěn)態(tài)。

（a）推挽變換器拓?fù)?/p>

（b）工作波形

圖1 推挽變換器拓?fù)浼肮ぷ鞑ㄐ?/p>

開關(guān)管的換流過程如圖2所示。

模態(tài)1：Q1導(dǎo)通時(shí)，輸入電壓加在變壓器原邊上端繞組，Q2承受兩倍的輸入電壓，變壓器副邊上端繞組電壓為nVin，整流二極管D1導(dǎo)通，此期間電源向負(fù)載提供能量；

模態(tài)2：Q1關(guān)斷、Q2關(guān)斷時(shí)，整流管D1中電流逐漸減小，D2中電流逐漸增大，直到兩管中電流相等（忽略變壓器激磁電流），此時(shí)變壓器可以看作被短路，兩開關(guān)管承受電源電壓，輸出功率由輸出電容提供；

模態(tài)3：Q2導(dǎo)通、Q1關(guān)斷時(shí)，輸入電壓加在變壓器原邊下端繞組上，Q1承受兩倍的輸入電壓,變壓器副邊下端繞組電壓為nVin，整流二極管D2導(dǎo)通，此期間電源向負(fù)載提供能量；

模態(tài)4：Q2關(guān)斷、Q1關(guān)斷時(shí)，整流管D2中電流逐漸減小，D1中電流逐漸增大，直到兩管中電流相等（忽略變壓器激磁電流），此時(shí)變壓器可以看作被短路，兩開關(guān)管承受電源電壓，輸出功率由輸出電容提供。

圖2 換流過程分析

推挽變換器的相關(guān)參數(shù)計(jì)算方法參考文獻(xiàn)[1]。

（2）推挽諧振變換器

推挽諧振變換器拓?fù)浼肮ぷ鞑ㄐ稳鐖D3所示。為使開關(guān)管實(shí)現(xiàn)零電壓導(dǎo)通和零電流關(guān)斷（ZVCS），來達(dá)到變換器的高效率，就要采用新的電路拓?fù)浜涂刂品椒?。提出了一種新型的ZVCS推挽諧振電路拓?fù)?，電路拓?fù)淙鐖D3a所示。該電路由初級MOS管（Q1、Q2），串聯(lián)LC諧振電路，輸出整流器（D1?D4），輸出電容（Co）和負(fù)載（RL）組成。諧振電感為變壓器的次級漏感，Cs1、Cs2為包括MOSFET漏源極結(jié)電容在內(nèi)的并聯(lián)電容。下面分析電路的工作原理。該電路工作時(shí)，工作頻率接近于電路LC網(wǎng)絡(luò)的固有諧振頻率。電路有4個(gè)工作模態(tài)，其等效電路分別如圖4的（a）、（b）、（c）、（d）所示，電路工作波形如圖3b所示。在分析時(shí)，作如下假定：

a、所有功率管、二極管均為理想元件；

b、電容、電感均為理想元件，Cs1=Cs2=Cs；

c、輸出電容足夠大，C0、RL可以看作為電壓源。

d、電路已經(jīng)進(jìn)入穩(wěn)態(tài)。

（a）推挽諧振變換器

（b）工作波形

圖3 推挽諧振變換器拓?fù)?/p>

開關(guān)管的換流過程如圖4所示。

模態(tài)1：t0時(shí)刻之前，功率管Q1漏源極并接的電容Cs1已放電到零，t0時(shí)Q1導(dǎo)通，則Q1為零電壓導(dǎo)通，變壓器初級流過電流i1，變壓器勵(lì)磁電流線性增長，副邊諧振網(wǎng)絡(luò)諧振，原邊向副邊傳輸能量。此模態(tài)中Cs1電壓為零，Cs2電壓鉗位在2Vin。

模態(tài)2：t1時(shí)關(guān)斷功率管Q1，此時(shí)Q2亦關(guān)斷，變壓器勵(lì)磁電流對Q1、Q2漏源極并接的電容Cs1、Cs2進(jìn)行充放電，由于變壓器勵(lì)磁電流足夠大，且功率管并接的電容值比較小，充電時(shí)間比較短，故可認(rèn)為充放電時(shí)勵(lì)磁電流大小不變，電容電壓為線性變化，Cs1電壓由零增加到2Vin，Cs2電壓由2Vin減小到零，Q2的反并二極管自然導(dǎo)通。此模態(tài)到Vcs2=0時(shí)結(jié)束。

模態(tài)3：與模態(tài)1類似，Q2零電壓導(dǎo)通，向副邊傳輸能量，Cs1電壓箝位為2Vin。

模態(tài)4：與模態(tài)2類似。

圖4 換流過程分析

推挽諧振變換器的相關(guān)參數(shù)計(jì)算方法參考文獻(xiàn)[1]。

2 基于PSIM的推挽諧振變換器建模

本方案采用的PWM控制器為SG3525，內(nèi)部包括供電、OSC、PWM調(diào)節(jié)、軟啟動、保護(hù)等單元，內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖5所示。

圖5 SG3525內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖

pin1和pin2為誤差放大器的反相輸入和同相輸入引腳；pin3為振蕩器外接同步信號輸入引腳；pin4為振蕩器輸出引腳；pin5振蕩器定時(shí)電容引腳；pin6為定時(shí)電阻引腳；pin8為軟啟動時(shí)間設(shè)置引腳；pin9為PWM比較器信號補(bǔ)償引腳；pin10為外部故障輸入引腳；pin11為PWMA輸出引腳；pin12為GND引腳；pin13為Vcc引腳；pin14為PWMB輸出引腳；pin15為偏置電源輸入引腳；pin16為輸出電源基準(zhǔn)。

振蕩器：一個(gè)雙門限電壓比較器，電壓均取自于基準(zhǔn)電源，其上門限制Vh=3.9V，低門限值Vl=0.9V，內(nèi)部恒流源向CT充電，端電壓Vc線性上升，構(gòu)成鋸齒波的上升沿，當(dāng)Vc=Vh時(shí)比較器輸出反向，充電過程結(jié)束，上升時(shí)間Trise=0.67RtCt。比較器動作后，放電電路工作，CT放電，Vc下降并形成鋸齒波的下降沿，當(dāng)Vc=Vl時(shí)比較器輸出反向，放電過程結(jié)束，下降時(shí)間Tfall=1.3RdCt，完成一個(gè)工作周期。

a、脈沖產(chǎn)生模塊原理：利用電容的充電/放電特性，設(shè)置充電電壓的上限與下限比較值，與比較器比較，結(jié)合SR觸發(fā)器控制電容充放電時(shí)間，從而產(chǎn)生三角波和振蕩器脈沖波形。

b、PWM生成模塊：結(jié)合第一部分工作時(shí)序波形和數(shù)字電路技術(shù)，設(shè)計(jì)數(shù)字電路，生成兩路PWM驅(qū)動波形。

c、推挽變換器模型：圖6為推挽電路的功率級電路模型，為了使仿真更加接近實(shí)際情況，原邊MOS管并聯(lián)等效電容200pF（該電容值為MOS管輸出電容與PCB上寄生電容，通常取幾百pF。），輸入并聯(lián)20mF電容，該電容不影響仿真結(jié)果，加在這里目的是為了更加接近實(shí)際情況，避免設(shè)計(jì)時(shí)疏忽；變壓器采用4繞組變壓器（仿真時(shí)，開始選用3繞組變壓器，仿真結(jié)果誤差較大，錯(cuò)誤為高壓側(cè)諧振電流頻率與低壓側(cè)諧振頻率不相同，導(dǎo)致仿真中MOS管D極始終出現(xiàn)較大的尖峰，后來換用變壓器，設(shè)置合適的參數(shù)，問題基本解決，但由于變壓器參數(shù)沒有優(yōu)化，所以仿真結(jié)果不是特別理想）；高壓側(cè)采用諧振的最大優(yōu)點(diǎn)就是消除原邊MOS的電壓尖峰（但是調(diào)試中比較麻煩，如果調(diào)試不好，很難達(dá)到理想效果，有可能適得其反）；二極管整流，二極管上會消耗較多的功率，導(dǎo)致二極管發(fā)熱嚴(yán)重，如果器件選型不合適，高壓側(cè)串聯(lián)諧振，很有可能會降低效率，但消除前級尖峰，會使機(jī)器變得更可靠。所以實(shí)際設(shè)計(jì)中會綜合各方面因素來考慮設(shè)計(jì)方案，不能一味的追求某項(xiàng)參數(shù)指標(biāo)。功率電路模型如下：

圖6 推挽諧振變換器功率模型

仿真參數(shù)：DC輸入：4056V；DC輸出：320430V；輸出功率：1000W。

諧振參數(shù)：電感37uH，電容220nF

圖7 諧振電流和電容電壓

圖8 前級開關(guān)管漏源電壓及溝道電流

圖9 前級開關(guān)管ZVS

圖10 二極管ZCS

圖11 輸出與輸入功率