本文主要介紹了一種基于STM32的混合式步進(jìn)電機(jī)控制方案，STM32產(chǎn)生PWM（脈寬調(diào)制信號(hào)），利用PWM完成DAC轉(zhuǎn)換，通過PWMDAC的輸出電壓實(shí)現(xiàn)對(duì)步進(jìn)電機(jī)的多細(xì)分控制。該設(shè)計(jì)相比利用DAC數(shù)模轉(zhuǎn)換芯片的設(shè)計(jì)方案具有電路簡(jiǎn)單，費(fèi)效比高的優(yōu)點(diǎn)，而且可實(shí)現(xiàn)步進(jìn)電機(jī)十六分之一步的驅(qū)動(dòng)控制，精度較高。

1、硬件設(shè)計(jì)

硬件設(shè)計(jì)框圖如圖1所示，主要由PC上位機(jī)給STM32F103發(fā)送控制命令，通過STM32F103控制A3988，從而驅(qū)動(dòng)兩個(gè)步進(jìn)電機(jī)轉(zhuǎn)動(dòng)。其中，STM32F103是意法半導(dǎo)體公司生產(chǎn)的基于AＲMCortex—M3內(nèi)核的微控制器，內(nèi)核架構(gòu)先進(jìn)，性能優(yōu)越，主頻可達(dá)72MHz，執(zhí)行效率高，具有較高的運(yùn)算能力及數(shù)據(jù)處理功能，擁有豐富的外設(shè)接口，在硬件設(shè)計(jì)中，上位機(jī)與STM32F103之間的ＲS—422串行通信，就是通過外接MAX3079電平轉(zhuǎn)換芯片來實(shí)現(xiàn)的。

圖1硬件設(shè)計(jì)框圖

STM32F103控制定時(shí)器產(chǎn)生PWM，通過LPF（低通濾波器）實(shí)現(xiàn)PWM的DAC轉(zhuǎn)換，并由PWMDAC來提供A3988的4個(gè)基準(zhǔn)電壓，設(shè)計(jì)中，定時(shí)器TIM1的輸出通道在經(jīng)過濾波器后與A3988的參考電壓VEＲFx接口相連，PC0～3，PB12～15，PB6～9為通用GPIO輸出端口，接A3988的邏輯控制信號(hào)輸入腳I0x、I1x和Phasex，PC0～3和PB12～15分別置低，Phasex用于控制流過電機(jī)各相電流的方向。選用的步進(jìn)電機(jī)的步距角為0.9，額定電流為0.5A。

2、多細(xì)分控制原理分析與實(shí)現(xiàn)

2.1、多細(xì)分控制原理分析

選用電機(jī)為兩相步進(jìn)電機(jī)，假設(shè)為A、B相，通過兩相的電流在相位上相差為90，控制流過兩相的電流大小和方向就可以控制電機(jī)轉(zhuǎn)動(dòng)。A3988是一個(gè)4DMOS全橋脈寬調(diào)制電機(jī)驅(qū)動(dòng)器，可以同時(shí)驅(qū)動(dòng)兩個(gè)步進(jìn)電機(jī)，每個(gè)全橋輸出電流最大可達(dá)到1.2A。流過電機(jī)的每一相電流可以通過UＲEFx，I0x，I1x，Phasex和接SENSEx引腳的電阻Ｒx進(jìn)行控制。工作電流通過公式（1）可以得到。

ITripMax=UＲEFx/（3ＲSx）（1）

由式（1）可知，最大電流ITripMax是由UＲEFx和ＲSx共同決定，UＲEFx為PWM-DAC的輸出的電壓，其最大值為1.1V，ＲSx選用1歐的電阻。

ITrip=（%ITripMax/100）ITripMax（2）

式（2）中，ITrip為實(shí)際輸出的電流，邏輯接口I0x，I1x控制%ITripMax，由A3988的用戶文檔可知，當(dāng)I0x，I1x控制邏輯都為低時(shí)，實(shí)際輸出電流就等于最大電流，由上述公式可知，ITrip最大輸出約為367mA。

為實(shí)現(xiàn)步進(jìn)電機(jī)多細(xì)分控制，必須能夠控制流過步進(jìn)電機(jī)的兩相電流，在參考電壓UＲEFx一定的情況下，使用邏輯接口I0x，I1x，Phasex僅可實(shí)現(xiàn)步進(jìn)電機(jī)整步、半步和四分之一步的驅(qū)動(dòng)控制，這樣的細(xì)分控制并不能滿足設(shè)計(jì)需求，為了得到更多的細(xì)分，設(shè)計(jì)采用動(dòng)態(tài)改變UＲEFx的方法來輸出動(dòng)態(tài)變化的電流，通過對(duì)UＲEFx的多細(xì)分控制，來實(shí)現(xiàn)對(duì)ITrip的多細(xì)分，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)步進(jìn)電機(jī)多細(xì)分控制。

UＲEFx由PWM-DAC輸出，其值在0～1.1V變化，將其按0～π的正旋曲線32等分得到32個(gè)電壓值，令PWM-DAC輸出的值為這32個(gè)值，從而對(duì)應(yīng)得到0～1.1V的32個(gè)電壓值和按正弦規(guī)律變化的32個(gè)電流值，通過Phasex控制電流方向，可實(shí)現(xiàn)步進(jìn)電機(jī)1/16步的驅(qū)動(dòng)控制。

2.2、PWM實(shí)現(xiàn)DAC轉(zhuǎn)換的原理及設(shè)計(jì)

雖然大容量的STM32F103具有內(nèi)部DAC，但是更多的型號(hào)是沒有DAC的，本文中所用到的STM32F03就沒有DAC外設(shè)功能。不過STM32所有的芯片都有PWM輸出，因此，可以用PWM+LPF來實(shí)現(xiàn)PWM-DAC輸出，從而節(jié)省成本。

PWM本質(zhì)上是一種周期一定而高低電平的占空比可以調(diào)制的方波信號(hào)，實(shí)際電路中典型的PWM波形如圖2所示。

圖2典型的PWM波形

圖2的PWM波形可以用分段函數(shù)表示為式（3）。

式（3）中，T是STM32定時(shí)器TIM1的計(jì)數(shù)頻率（最高可達(dá)72MHz）的倒數(shù)，N是PWM波一個(gè)周期的計(jì)數(shù)脈沖個(gè)數(shù)，也就是STM32的AＲＲ—1的值，n是PWM波一個(gè)周期中高電平的計(jì)數(shù)脈沖個(gè)數(shù)，也就是STM32的CCＲx的值，VH和VL分別是STM32產(chǎn)生PWM波的高低電平電壓值，高電平為3.3V，低電平為0V，k為諧波次數(shù)，t為時(shí)間。將式（3）展開成傅里葉級(jí)數(shù)，得到式（4）。

從式（4）可以看出，式（4）中第1個(gè)方括弧為直流分量，第2項(xiàng)為1次諧波分量，第3項(xiàng)為大于1次的高次諧波分量。直流分量與n成線性關(guān)系，并隨著n從0到N，直流分量在0～3.3V變化。這正是電壓輸出的DAC所需要的。因此，如果能把式中除直流分量外的諧波過濾掉，則可以得到從PWM波到電壓輸出DAC的轉(zhuǎn)換，即：PWM波可以通過一個(gè)低通濾波器進(jìn)行解調(diào)。其中，第2項(xiàng)的幅度和相角與n有關(guān)，頻率為1/（NT），其實(shí)就是PWM的輸出頻率。該頻率是設(shè)計(jì)低通濾波器的依據(jù)。如果能把1次諧波很好過濾掉，則高次諧波就基本不存在了。

選用ＲC二階低通濾波器實(shí)現(xiàn)PWM波的解調(diào)，電路設(shè)計(jì)如圖3所示。

圖3二階低通濾波器調(diào)理電路

當(dāng)N取值為256時(shí)，PWM-DAC的分辨率為log2（N）=8位，在8位分辨條件下，要求1次諧波對(duì)輸出電壓的影響不要超過1個(gè)位的精度，也就是3.3/256=0.01289V。由式（4）可知，一次諧波的最大值是2×3.3/π=2.1V，所以，ＲC濾波電路要提供至少－20lg（2.1/0.01289）=－44dB的衰減。

當(dāng)STM32的定時(shí)器TIM1的計(jì)數(shù)頻率是72MHz，分辨率為8的時(shí)候，PWM頻率為72/256=281.25kHz。如果是1階ＲC濾波，則要求截止頻率為1.77kHz，如果為2階ＲC濾波，則要求截止頻率為22.34kHz。相比之下，2階濾波器的信號(hào)抑制能力更強(qiáng)，濾波效果更好。由分析可知，2階ＲC濾波截止頻率計(jì)算公式為：

7.96×10－5，可確定電路參數(shù)值，令Ｒ1=Ｒ2=2.4kΩ，C1=C2=3300pF，可計(jì)算出圖3的截止頻率為21.9kHz，略小于22.34kHz，符合設(shè)計(jì)需求。PWM波調(diào)制后，輸出的直流分量最大值為3.3V，而UＲEFx可操作的電壓的范圍是只有0～1.5V，可利用一個(gè)2.4kΩ的電阻Ｒ3與濾波器串聯(lián)，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)直流分量的分壓調(diào)理。

3、軟件設(shè)計(jì)

軟件設(shè)計(jì)主要是電機(jī)驅(qū)動(dòng)軟件的相關(guān)設(shè)計(jì)，通過對(duì)定時(shí)器的控制，實(shí)現(xiàn)電機(jī)的轉(zhuǎn)動(dòng)方向和速度的調(diào)節(jié)，其次是PC上位機(jī)控制軟件設(shè)計(jì)，主要利用C++Bulider平臺(tái)開發(fā)，完成對(duì)步進(jìn)電機(jī)的測(cè)試。

3.1、PWM信號(hào)產(chǎn)生的設(shè)計(jì)

STM32F103中的7個(gè)定時(shí)器，每個(gè)定時(shí)器均有4個(gè)獨(dú)立可編程通道輸出的PWM信號(hào)。選用高級(jí)定時(shí)器TIM1，它由APB2總線提供時(shí)鐘，設(shè)置為72MHz，向上（增）計(jì)數(shù)，自動(dòng)裝載寄存器AＲＲ—1的值為256，所以，PWM波的占空比的取值范圍為0～256，不同占空比的取值存儲(chǔ)在每個(gè)通道的捕獲比較寄存器CCＲx中，編程時(shí)，通過改變寄存器CCＲx的值來改變PWM波的占空比。占空比值的計(jì)算如式（6）所示。

這樣就得到正旋曲線0～π范圍內(nèi)的32個(gè)點(diǎn)對(duì)應(yīng)的占空比的值。將得到的占空比的值放在定義的數(shù)組Sequence［32］內(nèi)，通過查表的方法，使定時(shí)器TIM1輸出占空比變化的PWM波，通過濾波器后產(chǎn)生UＲEFx的波形如圖4。

圖4PWM產(chǎn)生UＲEFx波形圖

從圖中可以看出，輸出信號(hào)UＲEFx波形達(dá)到了預(yù)期目標(biāo)。由于選擇了合適的濾波器參數(shù)，PWM波和UＲEFx幾乎不存在大的相位差。

3.2、Phasex信號(hào)產(chǎn)生的設(shè)計(jì)

Phase1～Phase4用于控制流過電機(jī)各相電流的方向，當(dāng)Phase1為1時(shí)，電流從OUT1A流向OUT1B流向，當(dāng)Phase1為0時(shí)，電流從OUT1B流向OUT1A，其他三相控制原理相同，下面就以Phase1為例加以闡述。

STM32F103通過PB6來控制Phase1信號(hào)，配置PB6為推挽輸出端口，在UＲEFx奇數(shù)次周期時(shí)，將PB6置1，偶數(shù)次周期時(shí)，PB6置0，在0～2π區(qū)間內(nèi)，PB6將變化兩次。Phase1信號(hào)變化如圖5所示。

圖5Phase1信號(hào)變化波形

通過Phasex信號(hào)對(duì)電流方向的控制，可實(shí)現(xiàn)實(shí)際輸出電流ITrip以2π為周期的正弦曲線變化，在0～2π共產(chǎn)生64個(gè)電流值，從而實(shí)現(xiàn)了步進(jìn)可實(shí)現(xiàn)步進(jìn)電機(jī)十六分之一步的驅(qū)動(dòng)控制。

3.3、步進(jìn)電機(jī)正反轉(zhuǎn)和變速控制

由于通過步進(jìn)電機(jī)A、B相的電流在相位上相差為90，當(dāng)A相超前B相時(shí)，電機(jī)正轉(zhuǎn)，而當(dāng)B超前A時(shí)，則電機(jī)反轉(zhuǎn)。所以，控制流過A、B相電流的相位差，即可實(shí)現(xiàn)對(duì)步進(jìn)電機(jī)的方向控制，也就是控制輸入?yún)⒖茧妷旱南辔徊?。在軟件設(shè)計(jì)時(shí)，定時(shí)器TIM1通過查表法輸出PWM波，在占空比數(shù)組的初始下標(biāo)取值時(shí)，讓A、B相對(duì)應(yīng)的PWM輸出相差90。例如，當(dāng)A相對(duì)應(yīng)的PWM輸出的初始占空比為Sequence［0］時(shí)，B相為Sequence［16］，這樣使得輸入各相的參考電壓在相位上相差了90。

在步距角已知的情況下，通過控制相鄰兩個(gè)取值的變化時(shí)間間隔，便可以控制電機(jī)的轉(zhuǎn)動(dòng)速度，時(shí)間間隔越小，轉(zhuǎn)動(dòng)速度越高，時(shí)間長(zhǎng)則轉(zhuǎn)速低。為了得到兩個(gè)取值變化之間精確的時(shí)間間隔，設(shè)計(jì)通過定時(shí)器TIM2進(jìn)行精確的定時(shí)控制，TIM2中AＲＲ—1的取值通過等分0～π2正弦曲線的辦法計(jì)算得到，在這里不再贅述，定時(shí)器產(chǎn)生定時(shí)中斷，中斷響應(yīng)中改變PWM占空比的值，實(shí)現(xiàn)了速度10級(jí)可調(diào)?？芍?，在步進(jìn)電機(jī)實(shí)現(xiàn)變速控制時(shí)，Phasex和UＲEFx的頻率都發(fā)生了變化。