1.引言

面向2020年以后的第五代移動通信技術（5G）是為滿足日益增長的移動通信需求而發(fā)展的新一代移動通信系統(tǒng)。根據(jù)移動通信的發(fā)展規(guī)律，5G將具有超高的頻譜利用率和能效，在傳輸速率和資源利用率等方面較4G移動通信提高一個量級或更高，其無線覆蓋性能、傳輸時延、系統(tǒng)安全和用戶體驗也將得到顯著的提高。5G移動通信將與其他無線移動通信技術密切結合，構成新一代無所不在的移動信息網(wǎng)絡，滿足未來10年移動互聯(lián)網(wǎng)流量增加1000倍的發(fā)展需求。5G不再是一種只擁有高速率、高能力、高效率的空口技術，而是一種能夠應對不同業(yè)務需求并不斷提高用戶體驗的智能網(wǎng)絡，5G與其他無線移動通信技術之間的融合將會成為一種必然趨勢。Wi-Fi（wireless fidelity）技術已經(jīng)成為日常生活中必不可少的無線通信技術之一。在熱點區(qū)域實現(xiàn)Wi-Fi與5G的融合組網(wǎng)將能更有效地起到對現(xiàn)有蜂窩網(wǎng)分流的作用，同時可以大幅提高用戶體驗，是未來5G的發(fā)展方向之一。

無線局域網(wǎng)（Wireless Local Area Network,WLAN）的出現(xiàn)將個人從家中或是辦公桌上解放出來，人們可以在賓館、公園、商店、咖啡廳、機場等任意兩點之間進行聯(lián)網(wǎng)，隨時隨地獲取信息。自1997年IEEE 802.11標準的最初版本完成以來，此后的6年時間里，包括802.11b、802.11a、802.11g在內(nèi)的標準使得WLAN 的應用日趨廣泛并走向成熟。2007年2月，IEEE 802.11n的2.0草案確定，這一新標準的制定具有跨時代意義，在傳輸速率方面有了突破性的進展，可以達到300 Mbps（20 MHz信道下）甚至600 Mbps（40 MHz信道下）。為應對爆發(fā)性增長的流量需求以及提供良好的后向兼容性，被業(yè)界認為是第五代Wi-Fi的IEEE 802.11ac呼之欲出。IEEE內(nèi)部設立了兩個項目工作組（Task Group,TG），以甚高吞吐率（Very High Throughput,VHT）為目標，針對未來無線網(wǎng)絡應用方向，提出兩個項目方案進行立項研究——IEEE 802.11ac與 IEEE 802.11ad。2014年1月，802.11ac草案正式獲得通過。

IEEE 802.11ac協(xié)議在8條空間流、256QAM調制、5/6編碼碼率、160MHz 傳輸帶寬，400ns保護間隔的條件下，物理層傳輸速率可高達6933.3Mb/s。作為802.11n標準的一種延續(xù)，802.11ac在原有基礎上有很大改進。除了使用關鍵的正交頻分復用、多輸入多輸出技術以及空時編碼之外，802.11ac還引入了多用戶多輸入多輸出(MU-MIMO)技術，可以使用更高階數(shù)的調制——256-QAM使得傳輸速率成倍提升。此外，802.11ac對于信道帶寬進行了擴展，在802.11n的20MHz（可選 40 MHz）信道的基礎上增至40MHz、80MHz，甚至達到160MHz。物理層的幀結構增加了VHT_SIG_B區(qū)域，用來描述所要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)長度、調制方式和編碼策略（Modulation and Coding Scheme,MCS）以及單用戶/多用戶模式。當然，滿足上述要求也面臨著復雜技術帶來的更大挑戰(zhàn)。

802.11ac能提供高速的傳輸速率、良好的用戶體驗等，但由于其機制的復雜性，系統(tǒng)硬件實現(xiàn)的難度加大。目前802.11ac的設備在市場上還不是很多，本文研究基于IEEE 802.11ac的超高速WLAN系統(tǒng)，并借助NI-PXI平臺對其原型機進行開發(fā)驗證，這對新一代Wi-Fi技術及5G技術的研究具有重要意義。

2.設計目標

本文旨在NI-PXI平臺上實現(xiàn)一個基于IEEE802.11ac標準的系統(tǒng)原型機。該系統(tǒng)設計的參數(shù)指標如下所示：
1）系統(tǒng)基于IEEE 802.11ac協(xié)議；
2）系統(tǒng)運行在2.4GHz/5GHz頻段；
3）系統(tǒng)配置2個發(fā)射天線和2個接收天線；
4）系統(tǒng)的傳輸帶寬達到20MHz；
5）調制可選方式：BPSK、QPSK、16QAM、64QAM、256QAM，并可根據(jù)接收信噪比實現(xiàn)自適應調制；
6）系統(tǒng)頻譜效率：最高可達10 bit/s/Hz(在64QAM映射方式，碼率為‘5/6’的條件下)；
7）可以顯示解調后的接收星座圖；
8）可以實現(xiàn)視頻的高質量傳輸。
原型機需要實現(xiàn)的IEEE 802.11ac協(xié)議物理層內(nèi)容有：
1）發(fā)射端： BCC編碼、流解析、調制、插入導頻、加CP、IFFT；
2）接收端：同步、去CP、FFT、信道估計與均衡、去導頻、解調、逆流解析、維特比譯碼。

3.基于NI的802.11ac超高速無線局域網(wǎng)原型機

3.1 概述
該項目需要達到百兆數(shù)量級的數(shù)據(jù)傳輸速率，因而需求高速率的數(shù)據(jù)處理，在硬件實現(xiàn)中，我們選擇了運用高性能FPGA來達到高速率的要求，然而開發(fā)這樣一個系統(tǒng)需要我們很好的掌握VHDL或者Verilog HDL語言。同時，該項目還涉及了射頻方面，這對我們來說也是一個巨大的困難，我們只希望將重點放在802.11ac協(xié)議的基帶設計上，NI的LabVIEW軟件及它的硬件平臺對我們來說是一個福音，解決了我們的所有煩惱，讓我們能專注于我們想專注的事，極大的縮短了我們的開發(fā)周期。

在下文中，我們將具體描述基于NI的802.11ac超高速無線局域網(wǎng)原型機。

3.2硬件平臺
原型機的硬件設計是基于NI-PXI平臺來進行的，其硬件實物圖如下圖所示，兩塊FPGA板卡連接射頻適配器置于機箱中，該平臺主要包含機箱、控制器、FPGA模塊、射頻收發(fā)模塊四個部分，各模塊的性能及主要功能如下：

?

圖1 系統(tǒng)硬件平臺實物圖

（1）NI PXIe-1082機箱：采用的該機箱包含4個混合插槽, 3個PXI Express插槽, 1個PXI Express系統(tǒng)定時插槽，每插槽高達1 GB/s的專用帶寬和7 GB/s的系統(tǒng)帶寬，與PXI、PXI Express、CompactPCI和CompactPCI Express模塊兼容。機箱主要為控制器和各模塊提供了電源、冷卻以及PCI和PCI Express通信總線，此外還提供了一系列的I/O模塊插槽類型、集成外設。

（2）NI PXIe-8115控制器：本系統(tǒng)采用NI PXI-8115作為控制器，位于機箱最左側插槽。它是基于Intel Core i5-2510E處理器的高性能嵌入式控制器，適用于PXI系統(tǒng)。具有2.5 GHz基頻、3.1 GHz（單核Turbo Boost模式）雙核處理器和單通道1333 MHz DDR3內(nèi)存,配有以太網(wǎng)、串口等標準設備，可自行選擇操作系統(tǒng)，本設計選用了Windows系統(tǒng)。

（3）NI PXIe-7966R：針對無線局域網(wǎng)的數(shù)據(jù)傳輸，主要考慮數(shù)據(jù)的運算處理能力，選用FlexRIO模塊。它包含兩個主要部分：FPGA模塊和提供高性能模擬和數(shù)字I/O的FlexRIO適配器模塊。這些都可以被LabVIEW FPGA軟件配置。

其中FPGA模塊選用NI PXIe-7966R，它包含了一塊Virtex-5 SX95T FPGA和512 MB的板載DDR2雙端口RAM。這塊FPGA包含了640 DSP slices，可以用它來實現(xiàn)信號處理，數(shù)字濾波，F(xiàn)FT邏輯等。另外，板載的雙端口RAM理論吞吐量為3.2GB/s。PXIe-7966R支持高性能的P2P數(shù)據(jù)流傳輸。本系統(tǒng)中FPGA模塊主要實現(xiàn)發(fā)射端、接收端的基帶數(shù)據(jù)處理工作。

（4）NI 5791射頻適配器： NI 5791是一款具有200 MHz到4.4 GHz連續(xù)頻率覆蓋范圍的RF收發(fā)器，其中TX和RX端均具有100 MHz的瞬時帶寬。它具有單級轉向架構，在NI FlexRIO適配器模塊的小巧組成結構中提供了超高的帶寬。板載合成器（本地振蕩器）用于設定采集和生成的中心頻率，且可導出至其他模塊，以實現(xiàn)多輸入多輸出(MIMO)同步。用戶可直接訪問NI FlexRIO FPGA模塊的原始ADC和DAC數(shù)據(jù)。 此外，NI FlexRIO FPGA模塊和PXI平臺提供了一種實現(xiàn)通道擴展必需的ADC和DAC數(shù)據(jù)同步方法。

3.3系統(tǒng)設計
在這樣一個實時高速傳輸系統(tǒng)里，系統(tǒng)架構設計尤為重要，良好的架構設計是系統(tǒng)正確運行的前提，也是提高系統(tǒng)性能的關鍵所在，本文原型機整個系統(tǒng)的結構框架如圖2所示，系統(tǒng)設計主要分為PC端設計、HOST端設計、FPGA端設計三個部分，PC端設計基于C#語言實現(xiàn)視頻的編解碼等工作，而HOST端和FPGA端設計主要是基于LabVIEW編程實現(xiàn)，前者負責參數(shù)配置、數(shù)據(jù)傳輸?shù)裙ぷ鳎笳哓撠煂崿F(xiàn)IEEE 802.11ac協(xié)議的物理層模塊。這三者之間也要進行數(shù)據(jù)同步。下文將對各個部分的設計進行詳細的敘述。

?

圖2 系統(tǒng)總體架構圖

3.3.1 物理層數(shù)據(jù)通信
原型機物理層數(shù)據(jù)通信主要在PC端、HOST端和FPGA端之間進行，其流向如圖3所示。系統(tǒng)發(fā)送端采用兩路數(shù)據(jù)流形式，因此需要兩塊FPGA進行數(shù)據(jù)的生成并與發(fā)送射頻天線進行對接。為完成無線數(shù)據(jù)的傳輸，系統(tǒng)架構中還配有數(shù)據(jù)發(fā)送用戶Local_PC以及數(shù)據(jù)接收用戶Remote_PC，另外還有一臺控制器Host作為中間載體，對數(shù)據(jù)的基帶收發(fā)處理進行LabVIEW算法開發(fā)。假設傳送的數(shù)據(jù)為視頻流。首先，發(fā)送端Local_PC將視頻流數(shù)據(jù)封裝成U8格式并打包，F(xiàn)PGA1產(chǎn)生中斷向Host請求數(shù)據(jù)，Host得到該中斷請求后，向Local_PC產(chǎn)生新的中斷，以請求封裝好的數(shù)據(jù)。Local_PC等待中斷請求到來，即向Host發(fā)送U8數(shù)據(jù)包。Host獲得U8 數(shù)據(jù)后會響應FPGA1的中斷，通過DMA_FIFO向FPGA2發(fā)送數(shù)據(jù)。FPGA2完成發(fā)送端基帶處理過程中的各模塊操作，形成兩路數(shù)據(jù)流。其中一路數(shù)據(jù)流通過P2P機制傳送給FPGA1。兩路數(shù)據(jù)流通過硬件接口發(fā)送至射頻卡中，在射頻卡中對數(shù)據(jù)流進行射頻信號處理并通過發(fā)送天線發(fā)出；接收信號經(jīng)過射頻卡傳送至兩塊FPGA中，將FPGA2中的數(shù)據(jù)通過P2P傳送至 FPGA1中，在FPGA1中完成后續(xù)基帶接收過程，將處理完的比特流通過DMA_FIFO傳回Host，Host將數(shù)據(jù)傳給Remote_PC，在Remote_PC中顯示視頻流。

?

圖3 原型機物理層數(shù)據(jù)流向圖

3.3.2 HOST端設計
在此系統(tǒng)設計中，HOST端是連接PC，F(xiàn)PGA，射頻卡的重要紐帶。其主要完成工作為：
a. 完成對PC端視頻流的收發(fā)，這部分通過網(wǎng)線利用UDP協(xié)議，在這方面LabVIEW具有成熟的設計，調用并配置IP地址，包長參數(shù)等等。對于接收到的數(shù)據(jù)，考慮到Viterbi設計時的咬尾操作，必須對數(shù)據(jù)包進行補零，利用數(shù)組轉換等設計完成，同樣對于發(fā)送給PC端的比特流，需要進行去尾操作。

b.完成基帶參數(shù)的傳遞及DMA_FIFO的建立。需要考慮的基帶參數(shù)有：調制方式，每一幀的長度，Viterbi每個Block的長度。DMA_FIFO建立了兩個：HOST端的比特流傳遞給FPGA（HOST to Target），F(xiàn)PGA端的解出的比特流傳遞給HOST端（Target to HOST）。

c.完成射頻參數(shù)的傳遞，主要包含帶寬的選擇，載波頻率的選擇，直流偏置修復參數(shù)，發(fā)送功率值，放大器增益設置等。

d.還需完成兩塊FPGA板卡間數(shù)據(jù)傳輸及同步配置等問題，這一部分在FPGA設計中作詳細討論。

e.完成自動增益控制（AGC）和自適應調制（AMC）功能模塊。

下面詳細討論一下HOST端主要功能模塊的實現(xiàn)。
（1）視頻流收發(fā)配置
PC與HOST之間的通信是通過UDP協(xié)議完成的。UDP有連接簡單，速度快的特點，只要保證發(fā)送端PC、NI-PXI的主控器、接收端PC三者都連接在同一個局域網(wǎng)內(nèi)，即可利用UDP實現(xiàn)數(shù)據(jù)的高速通信。

HOST具體設置如下：發(fā)送端PC將本機IP地址設為回送地址192.168.1.7，目的IP地址設為HOST的實際地址，目的設備端口號設為12270。此外還需設置一個接收HOST發(fā)來的數(shù)據(jù)請求中斷的端口號，設其為2000；接收端PC將本機IP地址和遠程設備IP地址均設為實際地址，再定義一個接收遠程數(shù)據(jù)的端口號12271。這樣就可以利用Socket套接字進行UDP數(shù)據(jù)的發(fā)送和傳輸了。

（2）自適應調制（AMC）方案
盡管高階調制、高編碼速率可以使頻譜效率提高，但這對通信系統(tǒng)的信噪比參數(shù)提出了較為嚴格的要求，如果噪聲能量達到一定程度會造成系統(tǒng)誤碼率上升，誤碼性能大大下降，從而降低了系統(tǒng)的吞吐量。為確保系統(tǒng)的有效吞吐性能，當信噪比較低時，應選擇低階調制方式與編碼速率，當信噪比較高時，可以選擇高階調制方式與編碼速率。因此，設計采用自適應調制(AMC)技術，在發(fā)射功率恒定的情況下，通過調整無線鏈路傳輸?shù)恼{制方式與編碼速率確保鏈路的傳輸質量。

實現(xiàn)AMC的過程需要穩(wěn)定的信號功率，這需要引入自動增益控制(AGC)技術以確保信號能量的穩(wěn)定性。在AGC的工作過程中，初始化功率p0讓射頻放大器得到初始化的放大系數(shù)，對于接收端來說，需要設置一個預期能量pref，用來確定AGC過程趨于穩(wěn)定時信號的能量。在通信過程中，當信道環(huán)境發(fā)生變化時，接收信號的能量pr會不斷發(fā)生變化，調整功率參數(shù)pd也會隨之變化(pd是一個負值參數(shù)，用于控制射頻放大系數(shù))。接收信號能量降低時，接收天線的射頻放大器會提高放大系數(shù)，接收信號能量提高時，接收天線的射頻放大器會降低放大系數(shù)，這樣使得信號能量維持在預期能量pref附近。在通信過程的開始，調整功率參數(shù)pd可以任意設置。AGC過程中調整功率參數(shù)pd(對數(shù)形式)滿足公式(1)，其中pd_new為pd的更新值。

考慮采用BCC信道編碼方式的單用戶MIMO2×2系統(tǒng)，固定BCC編碼速率為1/2，一種簡單的AMC設置方案如下表所示，表中pd所在區(qū)間是在NI-PXI平臺上使用NI-5791射頻適配模塊進行測試的一組參考區(qū)間，此時對應的預期能量pref = -8dBm。

表1 AMC調制方式與調整功率參數(shù)pd的關系

pd所在區(qū)間(dB

選擇調制方式

?

(-27，-18)

?

BPSK

?

(-18，-12)

?

QPSK

?

(-12，-8)

?

16QAM

?

(-8，-5.5)

?

64QAM

?

(-5.5，-4)

?

256QAM

3.3.3 FPGA端設計
FPGA的設計比較復雜，也是數(shù)據(jù)處理部分的核心，這一部分主要完成基帶信號處理的關鍵工作，此外還負責射頻卡5791的配置、P2P傳輸、FPGA間同步設計。

（1）射頻卡5791配置
射頻卡的配置在FPGA中完成，主要完成將HOST傳遞過來的參數(shù)寫入射頻卡相應寄存器里，尤其是關于速率的小數(shù)變換。
系統(tǒng)基帶數(shù)據(jù)帶寬為20MHz，而AD/DA端采樣速率為130MHz，為了完成速率的匹配，必須對基帶數(shù)據(jù)作相應處理。對于發(fā)送端，通過插值處理將20MHz升至130MHz，實現(xiàn)方式為每隔130/20=6.5個時鐘周期從基帶數(shù)據(jù)FIFO中讀出數(shù)據(jù)，并進行擴展，形成130MHz的發(fā)送信號；類似的，接收端通過抽取方式實現(xiàn)130MHz降至20MHz，實現(xiàn)方式為每隔6.5個時鐘將接收到的數(shù)據(jù)寫入基帶處理FIFO中。

（2）P2P傳輸
P2P將兩塊FPGA的數(shù)據(jù)合并到一塊FPGA中，并在一塊FPGA中完成后續(xù)的MIMO基帶處理，因此在本系統(tǒng)中，P2P是實現(xiàn)MIMO的重要紐帶。
P2P的配置主要包含兩方面，在主機（HOST）端將一塊FPGA的寫入數(shù)據(jù)流和另一塊FPGA的讀取連接起來，在FPGA端，P2P數(shù)據(jù)讀取和寫入節(jié)點為數(shù)據(jù)交換提供FIFO的接口，這樣的接口類似于DMA和本地FPGA 的FIFO，如圖4所示。

（3）FPGA間同步設計
出于硬件平臺的局限性，兩根發(fā)射天線由兩塊FPGA分別連接，這樣的硬件架構帶來的問題就是如何保證兩根天線發(fā)出數(shù)據(jù)的同步性。這是任何一個設備平臺都需要考慮的問題，各個廠家也提供了不同的方案，NI利用其獨特的模塊化設計，F(xiàn)PGA之間存在trigger總線連接，利用trigger觸發(fā)實現(xiàn)同步。

當不同的設備之間共享triggers時，信號路徑的傳播延時會造成trigger到達設備的時間不同步。NI自帶的同步庫可以利用CPTR（同周期時間相關）減緩trigger的評估速率。關鍵是所有的設備都必須構建一個CPTR信號，這些CPTR信號之間同頻同相。
FPGA端的同步程序構建和關聯(lián)CPTR信號，這些CPTR信號在不同的FPGA間是同時產(chǎn)生的。CPTR信號是周期性的，采樣周期可以控制CPTR的周期。

（4）基帶信號處理設計
在基于IEEE802.11ac協(xié)議的系統(tǒng)中，發(fā)送端包括前導碼生成、信道編碼、流解析、比特交織、星座映射、插入導頻、添加CP、引入CSD以及IFFT轉換等過程；接收端包括時間同步、FFT轉換、去除CP、信道估計、信號均衡、去除導頻、解映射、比特解交織、逆流解析、信道解碼等過程。一些主要模塊的具體細節(jié)如下：

BCC編碼
采用IP核實現(xiàn)802.11ac標準規(guī)定的BCC編碼器，其生成多項是g0=133(8)和g1=171(8)，分別對應于生成多項式S0(x) = x6 + x5 + x3 + x2 + 1和S1(x) = x6 + x3 + x2 + x1 + 1，可以使用移位寄存器來實現(xiàn)。卷積編碼后的兩路輸出相互合并再進行后續(xù)傳輸。根據(jù)不同的規(guī)則進行刪余打孔，BCC信道編碼器支持1/2、2/3、3/4、5/6四種編碼速率，以滿足更高的傳輸效率。

流解析與逆流解析
在經(jīng)過信道編碼后，流解析將編碼比特被重新排成一組新的、等于空間流數(shù)(NSS)的比特串。其輸出為NSS路并行比特序列，每個串的長度為NCBPSS (每空間流編碼比特)。
逆流解析時流解析的逆過程，主要完成兩個數(shù)據(jù)流合并成一個流的過程。

調制與解調
星座映射過程是把比特序列以一定的方式映射到星座圖中的一個復數(shù)星座點。IEEE802.11ac支持的映射(調制)方式包括BPSK、QPSK、16QAM、64QAM和256QAM，各調制方式下每個子載波的復數(shù)星座點分別承載1、2、4、8和16個比特的信息，也即調制階數(shù)NBPSCS。前導碼字段中的信令字段均采用BPSK調制。生成數(shù)據(jù)字段時，根據(jù)信令字段中的MCS信息，子載波選擇相應的映射(調制)方式。在20MHz帶寬下，每個OFDM碼元是由52個有效的復數(shù)星座值組成；4MHz帶寬時這個有效值為108個。

解調是星座映射調制的逆過程，以恢復傳輸傳輸。

IFFT與FFT
實現(xiàn)發(fā)射端頻域數(shù)據(jù)到時域數(shù)據(jù)的轉換，同理，F(xiàn)FT則實現(xiàn)了接收端時域數(shù)據(jù)到頻域數(shù)據(jù)的轉換，以用于后續(xù)處理。

同步
在基于IEEE802.11ac協(xié)議的接收機中，同步過程主要包括時間同步，載波頻率同步和采樣時鐘同步。由于NI-PXI平臺具有優(yōu)良的集成工藝和精密性，收發(fā)機的本振頻率幾乎一致，采樣時鐘也幾乎保持完全相同，因此在原型機系統(tǒng)設計中可以暫時忽略系統(tǒng)的載波頻率偏差和采樣時鐘偏差帶來的影響。因此本文原型機的接收端采用基于前導碼訓練序列的MIMO-OFDM系統(tǒng)時間同步方案。

時間同步的處理主要分為捕獲和跟蹤兩個階段，具體分為幀同步過程和符號同步過程。幀同步又稱作粗時間同步，用于檢測數(shù)據(jù)分組的到來，這是時間同步的捕獲階段；符號同步又稱作精時間同步，用于精確定位OFDM符號數(shù)據(jù)的起始位置，這是時間同步的跟蹤階段。

信道估計與均衡
信道估計是獲取信道信息的重要模塊，利用估計出的信道響應可以對接收端數(shù)據(jù)進行信道均衡操作從而恢復數(shù)據(jù)。IEEE802.11ac協(xié)議的信道估計采用定期發(fā)送訓練序列的方法，即利用前導碼中VHT-LTF的若干字段在頻域內(nèi)進行信道估計。信道均衡則是對接收信號進行一定的補償操作，即對信號進行恢復與提取，為后續(xù)的解調和信道解碼過程打下基礎。利用之前得到的估計信道進行信道均衡過程，可以減輕或消除碼間干擾，使得系統(tǒng)能夠對抗無線信道衰落，從而提高無線系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸速率和頻譜效率。本原型機采用基于LS算法的信道估計和基于ZF算法的信道均衡。

維特比譯碼
本系統(tǒng)中采用Xilinx的IP Core實現(xiàn)Viterbi譯碼，其輸入采用基于幀形式的傳輸方式，需要重點考慮的是咬尾問題。因此需要在每一幀的最后添加6個零，使譯碼器回到初始狀態(tài)。

3.3.4 PC端設計
PC端主要完成視頻流的編碼打包，并加上CRC校驗碼，同時根據(jù)不同調制方式改變發(fā)送數(shù)據(jù)包的大小。之所以選擇用兩臺PC分別處理視頻流的收發(fā)，是因為考慮到LabVIEW對視頻流處理能力的薄弱，如果采用HOST端作視頻流的編解碼，這會耗用大量的CPU資源。因此NI儀器完全用來處理數(shù)據(jù)比特部分，而視頻流的一系列處理則用C#編寫的代碼進行。

視頻數(shù)據(jù)發(fā)送用戶和接收用戶的用戶界面如圖5、圖6所示。發(fā)送用戶界面中可以顯示發(fā)送的視頻，當前采取的調制方式MCS，包長的大小，每次請求包的數(shù)目（不同調制方式請求的包數(shù)不同），HOST中斷請求次數(shù)等參數(shù)。而接收用戶界面中可以顯示接收到的視頻，傳輸速率、接收到包的總數(shù)，誤包率等參數(shù)。最主要的參數(shù)是Received Data Rate和Processed Data Rate。Processed Data Rate為傳輸?shù)挠行?shù)據(jù)，也即實際視頻流傳輸數(shù)據(jù)速率。由于視頻流的包比較小，在其中添加了冗余信息來形成完整的包，Received Data Rate表示這種完整包的傳輸速率，也即物理層傳輸?shù)臄?shù)據(jù)速率。

圖5 PC端發(fā)送用戶界面

?

圖6 PC端接收用戶界面

4.基于NI-PXI的11ac原型機系統(tǒng)演示

關于原型系統(tǒng)的演示，分別從接收星座圖演示以及視頻流傳輸兩個角度進行分析，以便更好地測試系統(tǒng)的性能。

4.1 接收星座圖演示
接收星座圖演示過程中，可以無需發(fā)送端和接收端的PC外設。主控器Host可以隨機產(chǎn)生固定OFDM符號數(shù)的U8型數(shù)據(jù)流，并將U8型數(shù)據(jù)送入FPGA中，通過基帶處理和射頻收發(fā)等一系列過程，Host將接收天線得到的信號通過FFT操作轉換到頻域后進行輸出，觀察頻域接收數(shù)據(jù)的星座圖變化。在測試中，Host需要實現(xiàn)AGC功能，使得天線自由移動時，接收端仍然能夠實現(xiàn)精確的時間同步過程。根據(jù)是否采用AMC方案，可以將接收星座圖測試分為手動模式和自適應模式兩種。手動模式下，無論接收信號強度與信道環(huán)境如何，都采取手動設置發(fā)送端的星座映射方式，這種模式可以觀察固定的星座映射方式下不同天線環(huán)境對接收星座圖的影響；自適應模式下，采用AMC方案，即系統(tǒng)根據(jù)當前的信道環(huán)境自動設置理想的星座映射方式，使得數(shù)據(jù)傳輸?shù)乃俾屎驼`碼性能達到同時較優(yōu)的狀態(tài)。

下圖反映了MIMO2×2系統(tǒng)在手動模式下，發(fā)送端分別采用BPSK映射方式的接收星座圖結果。手動模式下，可以通過調整天線的位置與間距改善傳輸信道環(huán)境，使得各映射方式下的接收星座圖都能達到準確清晰的水平。

?

圖7 BPSK接收星座圖(手動模式)

圖8給出了其他幾種調制方式的星座圖結果，從左到右從上到下依次為QPSK、16-QAM、64-QAM和256QAM映射方式。

?

QPSK接收星座圖

?

?

16QAM接收星座圖

?

?

64QAM接收星座圖

?

?

256QAM接收星座圖

圖8 各種調制方式接收星座圖(手動模式)

下圖9反映了自適應模式下的接收星座圖結果，此時自適應調試方式為QPSK。自適應模式下，改變天線的位置與間距意味著信道環(huán)境發(fā)生變化，系統(tǒng)自動給出一種既保證傳輸質量又具有盡可能高吞吐率的數(shù)據(jù)傳輸方案。

?

圖9 QPSK接收星座圖(自適應模式)

4.2 視頻流實時傳輸
圖10顯示了在NI-PXI平臺上原型系統(tǒng)Host控制器的前面板設計，其主要實現(xiàn)了射頻卡、UDP協(xié)議、FPGA設備同步、基帶參數(shù)以及AGC模塊等功能設置過程。

圖10 原型系統(tǒng)Host控制器的前面板框圖

PC端發(fā)射、接收用戶界面已在3.3.4節(jié)通過圖5、圖6給出。

圖11展示了基于NI-PXI平臺的IEEE 802.11ac MIMO2×2演示系統(tǒng)，圖中右側PC產(chǎn)生包含兩路視頻流的數(shù)據(jù)源信息，通過UDP協(xié)議可以將數(shù)據(jù)源傳輸?shù)絅I-PXI控制器Host中。Host將數(shù)據(jù)傳輸?shù)紽PGA中生成時域OFDM符號，通過射頻卡以無線方式發(fā)送并接收數(shù)據(jù)，接收到的數(shù)據(jù)送入FPGA做接收端處理，從而恢復出視頻數(shù)據(jù)并傳回到Host中，再次通過UDP協(xié)議將恢復的視頻數(shù)據(jù)傳給圖中左側PC，并對視頻數(shù)據(jù)進行實時顯示。

其中，發(fā)送端采用BCC信道編碼方式，碼率固定為1/2。在不同的映射方式下，發(fā)送數(shù)據(jù)幀具有相同的OFDM符號個數(shù)，這會使得高階映射方式下的吞吐率高于低階映射方式下的吞吐率。

IEEE802.11ac的MIMO2×2原型系統(tǒng)的實際工作速率如表2所示。從表中可以看出，由于硬件實現(xiàn)時存在硬件性能的限制以及各類微小的偏差，系統(tǒng)實際的傳輸作速率并不能達到理論值，但已經(jīng)非常接近理論值。同時，當采用高階的星座映射方式進行傳輸時，實際物理層傳輸速率逐漸受限，數(shù)據(jù)吞吐量不能正常翻倍，這是因為采用高階映射方式時，控制器Host需要在相同時間內(nèi)處理更多的數(shù)據(jù)包，當Host處理能力達到極限時，實際的傳輸帶寬不能充分利用，因此傳輸?shù)耐掏铝坎荒馨凑疹A期進行提升。如果采用256QAM映射方式，在相同時間內(nèi)進行與低階映射方式具有相同OFDM發(fā)送符號數(shù)的傳輸過程，系統(tǒng)將不能正常工作，這是由于原型系統(tǒng)所需的時鐘速率達到控制器Host的工作極限，因而無法支持256QAM進行正常的物理層傳輸。同時，256QAM正常工作所需的接收信噪比要求也較高，在接收星座圖測試中可以看出該映射方式下的星座點性能不甚理想。

表2 原型系統(tǒng)在各映射方式下的傳輸速率

映射方式

?

BPSK

?

QPSK

?

16QAM

?

64QAM

?

理論工作速率

?

13.0M/s

?

26.0M/s

?

52.0M/s

?

78.0M/s

?

實際工作速率

?

11.2M/s

?

22.4M/s

?

44.8M/s

?

46.7M/s

5.結論

該系統(tǒng)方案利用NI的PXI平臺及NI的LabVIEW軟件平臺進行研發(fā)，使我們能專注于802.11ac協(xié)議的實現(xiàn)，縮短了研發(fā)周期。LabVIEW圖形化的編程語言以及提供的IP接口也為開發(fā)者提供了不少的便利。系統(tǒng)的核心運算都在高速的FPGA模塊內(nèi)完成，能滿足原型機設計目標的高速要求。整個系統(tǒng)的測試結果在上一章有詳細敘述，能正確顯示接收數(shù)據(jù)在不同調制方式下的星座圖，系統(tǒng)工作速率也能達到要求，能高質量的進行視頻流的傳輸。我們的原型機只是階段性的成果，還有更進一步的空間，如將基帶帶寬拓展到40MHz、擴展到4×4的MIMO系統(tǒng)以及開展毫米波的研究。