摘要：本應用筆記闡述了欠采樣接收機的系統(tǒng)級重要參數，并提供了設計人員確定這些性能參數所需要的各種方法，這些參數包括滿量程范圍、小信號噪聲底、信噪比和無雜散動態(tài)范圍等。

寬帶接收機設計需要采用外差體系結構，以便在有干擾或者阻塞信號的情況下獲得最佳靈敏度。以蜂窩cdma2000?多載波接收機設計為例，本文討論某些影響模數轉換器(ADC)選擇的重要參數―IF頻率、接收機模擬功率增益、信號帶寬和ADC采樣時鐘頻率等參數。通過這一設計實例，還討論了以下ADC參數：滿量程(FS)功率、小信號噪聲底(SSNF)、信噪比(SNR)和無雜散動態(tài)范圍(SFDR)。16位、80Msps MAX19586 ADC在當今所有的ADC中具有最低的噪聲底，在接收機設計中不需要降低增益或采用自動增益控制(AGC)。MAX19586優(yōu)異的噪聲性能以及SFDR性能能夠滿足甚至由于此類應用對ADC的要求。

外差接收機包括一級混頻器(LO1)，將RF波形轉換為第一中頻(IF)信號(圖1)?？梢詫@一IF信號進行數字化處理或送入第二級混頻器(LO2)，將其轉換為頻率更低的IF。把信號轉換到更低IF利用了ADC良好的噪聲和線性性能，這些性能一般在低頻輸入時才能夠獲得。采用欠采樣技術數字化真實的帶通信號，其采樣速率在信號帶寬內符合Nyquist定律，而不針對其絕對頻率。使用這一方法，ADC對真實信號進行數字化，然后利用數字信號處理(DSP)技術，在數字域將其轉換為合成分量。這種方法的優(yōu)勢在于能夠降低硬件的復雜性和成本，因為欠采樣技術承擔了部分下變頻任務。但是，這種體系結構需要時鐘速率較高的ADC，以及較寬的動態(tài)范圍(即低噪聲和高線性)。欠采樣技術除了這些優(yōu)點之外，一個重要的缺點是噪聲混疊，如果輸入信號沒有進行充分的帶寬限制，將對帶內的混疊噪聲進行數字化處理并和有用信號一起轉換成基帶信號，噪聲混疊將導致ADC的SNR下降。

圖1. 利用特性曲線確定超外差接收機的ADC NF、接收機功率增益、最大阻塞電平的最佳平衡點。

圖1所示框圖是蜂窩基站系統(tǒng)采用的典型二次下變頻接收機，這類接收機一般包含兩個相同的接收通道，提供分集接收。如果取消第二級混頻器，則可得到一次變頻架構。假設ADC需要量化三個相鄰的cdma2000載波，每個載波的帶寬約為1.23MHz。這些載波信號轉換后將通過數字信號處理器(DSP)進行濾波。例如，ADC的時鐘速率為cdma2000載波碼率1.2288Msps的64倍，即78.64Msps。對于欠采樣接收機，時鐘速率決定了奈奎斯特帶寬(fCLK/2)，該指標是計算ADC等效噪聲系數(NF)的重要參數。

假定系統(tǒng)噪聲系數(NF)的設計目標是4dB，模擬電路部分提供的噪聲系數為3.8dB。在忽略阻塞干擾的情況下，為了滿足系統(tǒng)接收靈敏度的要求，只允許ADC為系統(tǒng)增加0.2dB的噪聲系數。需要注意的是4dB的噪聲系數遠遠優(yōu)于3GPP2 cdma2000標準的要求，但它代表了眾多蜂窩基站制造商的設計目標，以便與最低要求相比留出足夠的裕量。圖1給出了在滿足系統(tǒng)噪聲系數設計目標的條件下，模擬功率增益和ADC NF與天線端所能容許的帶內干擾(阻塞)的對應關系曲線(沒有使用自動增益控制)。對模擬電路功率增益的要求取決于ADC的等效噪聲系數，而等效噪聲系數是由已知的滿量程功率電平(以dBm為單位)、SSNF、轉換速率計算得到的。

圖2. ADC的采樣頻率和中頻頻率確定后，可以確定各種混疊頻帶的情況

圖2表示沒有濾除的噪聲混疊到有用信號頻帶的過程，這將提高ADC的SSNF，降低信噪比(SNR)。上述示例中，三個cdma2000射頻載波信號下變頻至135MHz、帶寬為5MHz，并送入ADC的輸入端。輸入信號經ADC產生的2次與3次諧波不會混疊到有用信號頻帶內，可以忽略不計。圖2僅給出了5個奈奎斯特頻段，實際上直到16倍奈奎斯特頻率的信號都會混疊到有用信號帶寬內，這里假定ADC的滿功率輸入帶寬達到了600MHz。這些混疊信號如果不進行適當衰減，將會降低ADC的噪聲性能。

假定采樣頻率為78.64Msps，有用信號帶寬為5MHz，混疊頻帶從DC至629.12MHz (8 x fCLK)，中心頻率分別為22.28MHz、56.36MHz、100.92MHz、179.56MHz……，606.84MHz。3次和5次混疊頻帶的中心頻率分別偏離奈奎斯特頻率邊緣f1和f2?？偟膩碚f，除了在135MHz存在有用信號外，另外還有15個混疊信號，如果只有一個混疊信號進入ADC的輸入端口，將使ADC噪聲系數NF增大10 x log(2) ，或3dB。如果帶內所有噪聲均進入ADC，理論上ADC的有效噪聲系數(NF)將會增大10 x log(15)，或11.8dB，此時假定ADC對有用信號和各混疊噪聲信號的量化效果相同。

為了濾除混疊頻帶內的噪聲，靠近高邊混疊(>177.06MHz)和低邊混疊(<103.42MHz)頻帶的衰減量應該不低于16dB，以便使混疊信號對ADC噪聲系數的影響低于0.2dB。更高的衰減量可以更大程度地降低混疊信號對ADC噪聲系數(NF)的影響。

圖3. ADC無阻塞時的靈敏度和強阻塞信號下的靈敏度

以cdma2000為例，圖3給出了在以下兩個條件下對ADC性能的要求：a)不存在阻塞時的接收靈敏度；b)存在阻塞時指標降低后的接收靈敏度。

為了計算以上兩種情況下ADC的等效噪聲系數，假定ADC輸入等效匹配電阻為200，計算其滿量程(FS)功率電平。如果滿量程輸入電壓峰值為2.56VP-P，對應的滿量程輸入功率為+6dBm (RMS)。不存在阻塞信號時，假定ADC的SSNF為-82dBFS，對于78.64Msps的采樣頻率，奈奎斯特帶寬內的ADC噪聲基底電平為-76dBm。折合到1Hz帶寬內，其基底噪聲電平為-152dBm；與常溫下-174dBm/Hz的熱噪聲基底相比較，ADC的等效噪聲系數為22dB，此時假定在奈奎斯特頻帶內所有頻率的噪聲頻譜保持平坦。由此看來，達到這一噪聲系數指標非常困難，但是，MAX19586完全能夠滿足該設計要求。

從圖1可以看出，當ADC等效噪聲系數為22dB時，為了使系統(tǒng)的噪聲系數達到4dB，模擬電路必須提供31.4dB的功率增益。考慮到這些因素，在不采用自動增益控制的前提下，系統(tǒng)可容許的最高有效值阻塞功率為-27.4dBm，如圖3中給出的功率電平所示：

FS - 余量 - 增益 = +6dBm - 2dB - 31.4dB = -27.4dBm

在很多接收機中，如果存在較高電平的阻塞，則需使用自動增益控制電路，以便存在較強阻塞信號時降低接收機的模擬增益。然而，降低增益會導致整個接收機噪聲系數的增加，從而降低所要達到的接收靈敏度。多載波接收機中，強阻塞信號條件下，降低靈敏度對弱載波信號提取非常不利。如果ADC有非常低的噪聲基底(如MAX19586)，則在達到同樣靈敏度的條件下對射頻前端的增益要求較低，從而使接收機可以在不使用AGC的情況下容許更強的阻塞信號。

當帶內阻塞信號和cdma2000載波同時出現在天線端口時，3GPP2標準允許接收靈敏度降低3dB。該指標的降低考慮到了模擬電路以及ADC電路的噪聲+失真的提高。假定分配1dB給模擬電路，2dB給ADC，系統(tǒng)的噪聲系數(考慮失真)將從4dB提高到7dB，增益仍然為31.4dB；模擬電路的噪聲系數(考慮失真)為4.8dB。由此，可以計算出系統(tǒng)噪聲系數為7dB時，ADC的噪聲系數(包括失真)為34.4dB，或-139.6dB/Hz (圖3所示)。在奈奎斯特頻帶內，等效噪聲(包括失真)電平為-63.6dBm。

假定ADC的噪聲和雜散功率對整個ADC噪聲系數的影響為3dB，即在奈奎斯特頻帶內的噪聲功率為-66.6dBm。將此功率電平與在ADC輸入端口的4dBm阻塞信號相比較，可以得到其信噪比要求，70.6dB。有用信號頻帶內噪聲功率的計算可以采用如下方式，將cdma2000信號帶寬除以整個奈奎斯特帶寬即可。這種情況下，載波頻帶內的噪聲功率比-66.6dBm低10 x log (1.23MHz / 39.32MHz)或-15dB (即-81.6dBm)。因為假定噪聲和失真功率相等，雜散功率同樣為-81.6dBm，因此ADC的SFDR指標為-85.6dB，如圖3所示。