摘要：介紹一種X波段頻率合成器的設(shè)計(jì)方案，此方案將直接式和數(shù)字鎖相相結(jié)合，完成快速捷變功能。

引言

現(xiàn)代雷達(dá)對(duì)頻率合成器相位噪聲、快速捷變能力、靈活多變的波形產(chǎn)生、帶內(nèi)雜散提出越來(lái)越高的要求。全相參直接式頻率合成器具有較高的頻率穩(wěn)定度，短的跳頻時(shí)間，直接式頻率合成器的缺點(diǎn)是雜散抑制，而且設(shè)備量龐大。鎖相頻率合成器的缺點(diǎn)在于如果環(huán)路總分頻比太大，會(huì)嚴(yán)重惡化輸出的相位噪聲；且頻率變換速度較慢。所以將直接倍頻與數(shù)字鎖相結(jié)合，利用開關(guān)的快速切換速度、直接倍頻的頻率穩(wěn)定性、數(shù)字鎖相的靈活多變，完成方案的設(shè)計(jì)。

系統(tǒng)框圖

圖1為X波段頻率合成器原理框圖。

當(dāng)數(shù)字鎖相環(huán)間歇工作(數(shù)字鎖相環(huán)只用于頻率捕獲)時(shí)，數(shù)字鎖相環(huán)鎖定時(shí)間需要40~50ms。這是由于在數(shù)字鎖相環(huán)停止工作期間環(huán)路濾波器輸出電壓總是處于飽和狀態(tài)，當(dāng)數(shù)字鎖相環(huán)重新工作時(shí)必須經(jīng)歷一段較長(zhǎng)的恢復(fù)時(shí)間才能正常工作。數(shù)字鎖相環(huán)的頻率捕獲時(shí)間過(guò)長(zhǎng)是它的缺點(diǎn)，但是它的數(shù)字接口靈活易變，一條環(huán)可完成多個(gè)穩(wěn)定頻率點(diǎn)的需求,相應(yīng)的設(shè)備量少。電子開關(guān)的速度為nS級(jí)，可完成快速捷變的需求。在頻率控制時(shí)稍加設(shè)計(jì)，就可將兩者的優(yōu)點(diǎn)有效的結(jié)合起來(lái)。當(dāng)開關(guān)由第一條環(huán)選向第二條環(huán)時(shí)，第二條環(huán)已在上一個(gè)時(shí)鐘穩(wěn)定，捷變時(shí)間由開關(guān)決定；同時(shí)，第一條環(huán)由數(shù)字界面控制，改變頻率。如此類推，下一個(gè)時(shí)鐘時(shí)，當(dāng)開關(guān)由第二條環(huán)選向第一條環(huán)時(shí)，第一條環(huán)已在上一個(gè)時(shí)鐘穩(wěn)定，捷變時(shí)間由開關(guān)決定。由此，很好的解決了直接倍頻的難點(diǎn)—雜散抑制。    

再由倍頻器展寬頻帶。

X波段上變頻器是雜散信號(hào)的主要來(lái)源，因其是寬帶混頻，通帶內(nèi)會(huì)出現(xiàn)交調(diào)分量，這里采取兩項(xiàng)措施解決，一項(xiàng)措施是計(jì)算好混頻器的輸入信號(hào)(fi)和輸入本振信號(hào)(fL)，使mfL±nfi(fL+fi除外)盡可能少的落在帶內(nèi)。另一項(xiàng)措施是在混頻器后使用開關(guān)濾波器組件，將寬帶濾波器分成幾個(gè)窄的濾波器，選擇相應(yīng)的濾波器，就可有效的抑制交調(diào)分量。

圖1  頻率合成器框圖

圖2   數(shù)字鎖相原理框圖

圖3  同相并聯(lián)差分放大器

設(shè)計(jì)要點(diǎn)

數(shù)字鎖相頻率合成器

對(duì)于工作頻率高、變頻間隔相對(duì)較小的鎖相合成器，如果采用前置分頻法，則環(huán)路分頻比較大。在反饋支路進(jìn)行頻率下移，可有效減小環(huán)路分頻比，有利于改善系統(tǒng)的相位噪聲和動(dòng)態(tài)相應(yīng)特性，這是目前常用的一種鎖相合成器。工作原理是參考信號(hào)與反饋信號(hào)在PD中進(jìn)行相位比較，輸出電壓通過(guò)環(huán)路濾波器LPF抑制噪聲和高頻分量來(lái)控制VCO，系統(tǒng)通過(guò)控制反饋支路移頻后的分頻比，實(shí)現(xiàn)捷變頻，環(huán)路鎖定時(shí)，輸出頻率為f0=(m+N/p)fi。其框圖如圖2所示。

環(huán)路增益的選擇：在選擇環(huán)路帶寬時(shí)，環(huán)路帶寬要遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于環(huán)路增益，所以在設(shè)計(jì)時(shí)，在鑒頻/鑒相器和環(huán)路濾波器之間增加一級(jí)放大器，則大大提高了環(huán)路增益，可確保相位噪聲指標(biāo)的提高。放大器電路如圖3所示。

因?yàn)橥嗖⒙?lián)差分放大電路結(jié)構(gòu)對(duì)稱，應(yīng)選用參數(shù)對(duì)稱的外電路，即Rf1=Rf2=Rf，此時(shí)，差模增益為：

由上式可得出，同相并聯(lián)差分放大器，僅改變Rw大小就可以很方便的調(diào)節(jié)增益，對(duì)外電路不需要匹配電阻，輸出可獲得極高的共模抑制比。

環(huán)路帶寬的選擇：壓控振蕩器相位噪聲的功率主要集中在低頻部分，鎖相環(huán)路的誤差傳遞函數(shù)的頻率響應(yīng)的高通過(guò)濾作用是相當(dāng)顯著的， 在F＜fn的低頻端，衰減量以每10倍頻程20dB上升。由以上分析，僅從過(guò)濾壓控振蕩器噪聲來(lái)說(shuō)，應(yīng)選擇fn越大越好。

但是作為參考振蕩器的晶振噪聲作用到環(huán)路鑒相器的輸入端，環(huán)路對(duì)晶振噪聲呈低通過(guò)濾，過(guò)濾作用取決于閉環(huán)傳遞函數(shù)的頻率響應(yīng)；在F＜fn的高頻段內(nèi)，以每10倍頻程-10dB下降。由以上分析，僅從過(guò)濾輸入晶振相位噪聲而言，環(huán)路的fn越小越好。

在同一坐標(biāo)系中，先作出VCO的相位噪聲譜，再作出經(jīng)N2倍增后的晶振相位噪聲譜，可以找到兩條譜線的交點(diǎn)，只要把環(huán)路的fn選擇在這個(gè)交點(diǎn)頻率上，輸出相位噪聲功率就是最小。只要將所有的噪聲按高通型和低通型兩類歸并，再用前面的方法同樣可以完成最佳fn的設(shè)計(jì)。

環(huán)路濾波器采用有源比例積分濾波器，其特性接近理想積分濾波器，有兩個(gè)獨(dú)立可調(diào)參數(shù)，并具有滯后-導(dǎo)前特性，有利于環(huán)路的穩(wěn)定。

基于DDS的線性調(diào)頻信號(hào)源

DDS主要由相位累加器、sin幅度變換器、D/A轉(zhuǎn)換器和低通濾波器(LPF)等組成，其核心部件是相位累加器，如圖4所示，在系統(tǒng)時(shí)鐘的作用下，由相位累加器完成頻率累加，并將每次累加結(jié)果作為取樣地址，周期性地掃描正弦波的波形存儲(chǔ)器，并通過(guò)D/A轉(zhuǎn)換器把結(jié)果變換成電壓波形。

輸出頻率、頻率控制字、系統(tǒng)時(shí)鐘頻率三者的關(guān)系為：

式中：FO—輸出波形的頻率；K—頻率控制字；

FCLK—系統(tǒng)時(shí)鐘頻率；N—相位累加器位長(zhǎng)。

DDS合成的信號(hào)除主譜外，存在大量的雜散分量，這些雜散分量主要有三個(gè)來(lái)源，一是相位截?cái)嗾`差引起的，這可用相位累加器輸出相位截短后用于尋址相/幅變換表的位數(shù)來(lái)衡量，二是波形存儲(chǔ)器ROM的數(shù)據(jù)位數(shù)是有限的，引起波形幅度量化誤差，這由相/幅變換后輸出數(shù)字的位數(shù)和DAC位數(shù)決定，三是由于DAC的非理想特性，階梯波在DAC輸出端產(chǎn)生諧波與雜散分量。在本系統(tǒng)中DDS芯片使用ADI公司的AD9854作為其核心，相位截短引起的雜散可忽略不計(jì)，量化誤差可根據(jù)實(shí)際的波形帶寬，采用過(guò)采樣技術(shù)加上濾波獲得更高信噪比。DAC的非理想特性，在實(shí)際使用中只能選擇具有良好線性度的DAC來(lái)改善DDS輸出信號(hào)質(zhì)量。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果

按照?qǐng)D1所示框圖完成的X波段頻率合成器本振路單邊帶相位噪聲功率譜密度曲線(fo=9500MHz)如圖5所示，發(fā)射路帶寬為50MHz線性調(diào)頻信號(hào)波形如圖6所示。

圖4  DDS功能方框圖

圖5  單邊帶相位噪聲功率譜密度曲線

圖6  50MHz線性調(diào)頻信號(hào)波形

結(jié)語(yǔ)

數(shù)字集成鎖相環(huán)因其易于調(diào)試、體積小、功耗小已成為間接頻率合成器的核心，DDS因其相對(duì)帶寬很寬、可編程及全數(shù)字化結(jié)構(gòu)等優(yōu)越性得到廣泛應(yīng)用，通過(guò)分析和系統(tǒng)中驗(yàn)證，本方案得到比較滿意的效果。