軟件無線電突破了傳統(tǒng)的無線電臺以功能單一、可擴展性差的硬件為核心的設計局限，強調以開放性最簡硬件為通用平臺，盡可能地使用可升級、可重配置的應用軟件來實現(xiàn)各種無線電功能。用戶在同一硬件平臺上可以通過配置不同的應用軟件來滿足不同時間、不同環(huán)境下的不同功能需求，具有很強的靈活性和開放性。

DSP(數(shù)字信號處理器)憑著靈活性、精確性、穩(wěn)定性、可重復性、體積小、功耗小、易于大規(guī)模集成，特別是可編程性和易于實現(xiàn)自適應處理等特點，給數(shù)字信號處理帶來了巨大的發(fā)展機遇。

基于上述優(yōu)點，用DSP實現(xiàn)基于軟件無線電技術的基頻發(fā)射機，不僅降低了產(chǎn)品的成本，減小了設備體積，滿足系統(tǒng)的需要，而且隨著DSP處理速度的不斷提高，可將內插等復雜運算集成到DSP中，完全由軟件實現(xiàn)，比現(xiàn)有的單芯片發(fā)射機具有_更大的靈活性和可控性。在資源充足條件下，可以實現(xiàn)多通道信道化。

1理論基礎

1.1 正交變換理論

正交變換分解在信號處理中有著極其重要的作用，是軟件無線電的基礎理論之一。由于希爾伯特(Hilbert)變換可以提供90°的相位變化而不改變頻譜分量的幅度，即對信號進行希爾伯特變換就相當于對該信號進行正交移相，使它成為自身的正交對。

實信號x(t)的希爾伯特變換定義為x(t)與h(t)=1／(πt)的卷積，表示為：

在DSP中處理的是離散的數(shù)字信號，由此離散希爾伯特變換中的h(n)可以表示為：

則離散信號x(n)的離散希爾伯特變換可以表示為：

由此可見，離散希爾伯特變換器可以由FIR(有限沖擊響應)濾波器來實現(xiàn)，可以用窗口法來設計FIR濾波器實現(xiàn)希爾伯特變換。利用矩形窗設計的55階FIR濾波器幅頻響應如圖1所示。

但要注意的是，利用FIR濾波器實現(xiàn)希爾伯特變換將會使輸出信號延遲N／2(N為濾波器系數(shù)長度)，而且輸出信號的前N個數(shù)據(jù)和最后N個數(shù)據(jù)也是不對的，因為此時輸入數(shù)據(jù)已經(jīng)為0。

1.2 內插理論

所謂整數(shù)I倍內插是指在兩個原始采樣點之間插入(I-1)個零值，若設原始采樣序列為x(n)，則內插后的序列xI(m)表示為：

內插過程如圖2所示，其為I=3倍的內插，可見圖2(b)中每個原抽樣點之問插入了2個零值。內插后的信號頻譜為原始序列譜經(jīng)I倍壓縮后得到的譜。因此，要恢復原始頻譜，必須對內插后的信號進行低通濾波(濾波器帶寬為π／I)。經(jīng)過低通濾波后的波形如圖2(c)所示?？梢?，原來插入的零值點變?yōu)榈臏蚀_值，經(jīng)過內插大大提高了時域分辨率。

2基頻發(fā)射機的仿真系統(tǒng)設計

2.1 基頻發(fā)射機的模型

給定一種調制方式，就可以計算出與其相對應的兩個正交分量。一般情況下，基頻發(fā)射機輸出信號的采樣率要大于最高載頻的2倍以上，但基帶正交信號的采樣率并不需要如此高速的數(shù)據(jù)流，只要輸出大于2倍信號帶寬的數(shù)據(jù)流就可以，否則將會對DSP處理速度提出過高的要求。但是，為了使產(chǎn)生的基帶信號與后邊的采樣速率相匹配，在進行正交調制(與兩個正交本振混頻)之前必須通過內插把低數(shù)據(jù)率的基帶信號提升到最終采樣頻率上。因此，適應于各種調制方式的基頻發(fā)射機模型如圖3所示。

2.2 基頻發(fā)射機的仿真系統(tǒng)設計

假設輸入信號為語音信號，基帶信號的帶寬為B=4 kHz，對其進行頻率為fs1=20 kHz的采樣并進行正交化?；祛l頻率fc=40 kHz，對cos 2πfct與sin 2πfct的采樣率為fs3=400 kHz，因此內插比I=fs3／fs1=20，為了減少內插抗混疊濾波器的系數(shù)長度，減小抗混疊濾波器的實現(xiàn)難度，采用2級內插實現(xiàn)，第1級實現(xiàn)I1=4倍內插，第2級實現(xiàn)I2=5倍內插。內插抗混疊濾波器采用凱撒窗的FIR濾波器實現(xiàn)，其中δ=δp=δs=0.001，分兩級實現(xiàn)后，每一級δ1=δ2=30 dB，這樣大大簡化了抗混疊濾波器的結構。實現(xiàn)結構如圖4所示。

3仿真結果及分析

基頻發(fā)射機的仿真結果如圖5所示。

基頻發(fā)射機的仿真實現(xiàn)是利用TI公司推出的DSP集成軟件開發(fā)環(huán)境CCS(Code Composer StudioV3.0)進行的，在CCS中配置為TMS320C6713。TMS320C6713是TI公司在TMS320C6711基礎上新近推出的C6000系列新一代浮點DSP芯片，它可以在255 MHz的時鐘頻率下實現(xiàn)1 800 MIPS(百萬條指令每秒)／1 350 MFLOPS(百萬次浮點運算每秒)的定點和浮點運算，可以滿足高速數(shù)據(jù)采集和實時控制系統(tǒng)對信號處理速度的要求。

為了方便驗證CCS仿真實現(xiàn)的正確性，取輸入信號為f=3 kHz的單頻余弦信號，如圖5(a)所示；經(jīng)正交變換后為同頻的正弦信號，如圖5(b)所示；經(jīng)基頻發(fā)射機調制后，輸出結果相當于單邊帶調制，為單頻f=37kHz的余弦信號，如圖5(c)所示，其頻譜如圖5(d)所示，可見實現(xiàn)結果正確。

4結束語

本文對單信道的基頻發(fā)射機進行了CCS仿真實現(xiàn)，證明基于軟件無線電技術和DSP實現(xiàn)基頻發(fā)射機具有更大的優(yōu)越性。但由于目前DSP處理速度的限制，采樣率不宜過高，因此限制了輸出射頻的提高。本文所討論的基于DSP基頻發(fā)射機的實現(xiàn)為構建真正意義上的軟件無線電發(fā)射機提供了前提條件，后續(xù)工作將研究其DSP的具體實現(xiàn)。