近年來(lái)，無(wú)線終端憑借低成本、低功耗和便于組網(wǎng)的優(yōu)越性逐漸成為校園、機(jī)場(chǎng)、醫(yī)院和家庭接人因特網(wǎng)的首選方案，無(wú)線接入技術(shù)得到迅速發(fā)展和廣泛應(yīng)用。無(wú)線收發(fā)模塊的設(shè)計(jì)研究已成為一個(gè)重要研究方向。

本文介紹了一種應(yīng)用于IEEE 802.11b／g無(wú)線局域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)的2.4 GHz ISM單片CMOS接收機(jī)射頻前端設(shè)計(jì)。IEEE 802.11b是目前市場(chǎng)上主流產(chǎn)品標(biāo)準(zhǔn)，而IEEE 802.11g則是IEEE 802.11系列的核心標(biāo)準(zhǔn)之一，它兼容另外兩個(gè)核心標(biāo)準(zhǔn)IEEE 802.11a和IEEE802.11b，即同時(shí)支持IEEE 802.11a的OFDM（正交頻分復(fù)用）和IEEE 802.11b的CCK（補(bǔ)碼鍵控）編碼的DSS（直接序列擴(kuò)頻）調(diào)制方式。本文中設(shè)計(jì)的接收機(jī)應(yīng)用于DSS調(diào)制方式。

1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

考慮到低成本、低功耗和高集成度，針對(duì)IEEE802.11b／g本身寬信道帶寬特性，本文采用直接下變頻接收機(jī)結(jié)構(gòu)。隨著電路技術(shù)和工藝的進(jìn)步，直接變頻所固有的問題得到很大改善。尤其是直流偏移和1／f閃爍噪聲問題，現(xiàn)在都能有效地降低它們的影響。

表1列出了近期設(shè)計(jì)的射頻前端性能總結(jié)。

圖1給出了接收機(jī)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，包括低噪聲放大器、I／Q下變頻器、去直流耦合電路、基帶線性放大器和信道選擇濾波器。

DSS標(biāo)準(zhǔn)包含11個(gè)2 MHz帶寬的子信道，總的信道帶寬為22 MHz。如果在保證誤幀率在8×102情況下，要達(dá)到靈敏度為-80 dBm，那么，

kNF+RSNR=174 dBm-10log（22 MHz）-80 dBm=20.6 dBm

式中：KNF為噪聲系數(shù)；RSNR為信噪比。

針對(duì)需要的FER，假設(shè)RSNR≈10 dB，再考慮到射頻濾波器約2 dB損耗，接收機(jī)的要求低于8.6 dB。

標(biāo)準(zhǔn)還要求在接收信號(hào)-74 dBm時(shí)，具有40 dB的鄰近信道抑制能力，鑒于此，接收機(jī)的輸入1 dB壓縮點(diǎn)要達(dá)到至少-30 dBm左右。

2 電路實(shí)現(xiàn)

2.1低噪聲放大器

圖2給出了低噪聲放大器電路具體實(shí)現(xiàn)。電路采用典型的差分Cascode結(jié)構(gòu)，增加對(duì)片上干擾抑制，減少源極寄生電感影響，另外，還能提高CMRR（共模抑制比）。不過，相對(duì)于單端輸入單端輸出，差分結(jié)構(gòu)帶來(lái)更大的功耗。

下面只分析放大器對(duì)稱的左半部分，它是一個(gè)窄帶Cascode結(jié)構(gòu)低噪聲放大器，這種結(jié)構(gòu)能得到更好的噪聲性能。Ls和Ld采用片上電感，Lc、Lg由鍵合電感實(shí)現(xiàn)。M1、M3是跨導(dǎo)晶體管，共柵連接的M2、M4提高輸出輸入之間的隔離，并減少M(fèi)1、M3漏極電容Cgd的密勒效應(yīng)。電容Cd、Cout和Ld調(diào)節(jié)輸出匹配并起到與次級(jí)電路隔直的作用。

當(dāng)然，除此之外，在優(yōu)化電路時(shí)還應(yīng)該考慮到電容Cs的影響，但式（1）、式（2）給出了各元件對(duì)電路性能的影響趨勢(shì)，這點(diǎn)在設(shè)計(jì)電路時(shí)具有指導(dǎo)意義。

仔細(xì)選擇器件參數(shù)，得到0.84 dB的噪聲系數(shù)。從圖3的仿真結(jié)果可看出，電路優(yōu)化結(jié)果使kNF非常接近kNFmin。

用電感Le代替?zhèn)鹘y(tǒng)的尾電流源提高差分電路的共模抑制比，這樣可以節(jié)省直流電壓裕度。

下式給出了CMRR（記為RCMRR）的參考公式：

式中：ZA為差分對(duì)管虛地點(diǎn)對(duì)地的阻抗。

電感采用鍵合電感，因?yàn)樗懈逹值和節(jié)省芯片面積的優(yōu)勢(shì)。

仔細(xì)地在功耗與性能之間獲取均衡，實(shí)現(xiàn)的低噪放噪聲系數(shù)為0.84 dB，增益為16 dB，S11《-15 dB，直流電壓1.8 V時(shí)電流為7.6 mA。

2.2 I／Q下變頻器

圖4給出了I／Q正交下變頻器的一路混頻器?；祛l器的設(shè)計(jì)需要仔細(xì)選擇每一個(gè)參數(shù)來(lái)平衡增益、線性度與噪聲之間的矛盾。由于處于接收機(jī)射頻信號(hào)最強(qiáng)處，往往混頻器對(duì)線性度的要求很高。本文采用Gilbert單元有源雙平衡混頻器，具有較高的各端口之間的隔離度?？鐚?dǎo)級(jí)晶體管源極直接接地，以提高混頻器的線性度。電路中還采用電流注入技術(shù)，以降低混頻器開關(guān)管的低頻噪聲，同時(shí)可以增大跨導(dǎo)級(jí)電流，改善線性度。

Gilbert單元的IIP3可以表示為：

式中：I和K分別是跨導(dǎo)電路的偏置電流和跨導(dǎo)參數(shù)。

當(dāng)本振信號(hào)是正弦波時(shí)，與開關(guān)對(duì)管有關(guān)的噪聲為：

式中：A為本振信號(hào)的幅度；ISW為開關(guān)對(duì)管的偏置電流。

分析式（4）和式（5），需要增大跨導(dǎo)差分對(duì)管的偏置電流來(lái)提高混頻器的線性度，同時(shí)又必須減小開關(guān)對(duì)管的偏置電流來(lái)降低開關(guān)噪聲，因此，需要采用電流注入技術(shù)來(lái)解決二者之間的矛盾。

2.3 交流耦合

直流偏移的解決是直接下變頻結(jié)構(gòu)的難點(diǎn)之一。這里可以采用一個(gè)去直流的高通濾波器，該濾波器具有很低的拐角頻率。

圖5描述了文獻(xiàn)［2］的研究結(jié)果關(guān)于高通濾波器的拐角頻率對(duì)傳輸數(shù)據(jù)恢復(fù)的影響。

研究結(jié)果表明，當(dāng)高通濾波器的fC為傳輸數(shù)據(jù)速率的0.1％時(shí)，數(shù)據(jù)能夠被正確地傳輸和恢復(fù)。針對(duì)IEEE 802.11接收機(jī)fC設(shè)計(jì)應(yīng)該達(dá)到10 kHz。

圖6是交流耦合高通濾波器的具體實(shí)現(xiàn)電路。采用線性區(qū)MOS器件提供兆歐級(jí)電阻，可以節(jié)省電阻面積。

設(shè)計(jì)偏置電路，使M1工作在飽和區(qū)，M2工作在線性區(qū)，那么，

如果L2=L1，W1=W2，則Ron2=g-1m1。降低gm1，就可以得到很大的Ron2。

電路設(shè)計(jì)時(shí)需要注意2個(gè)問題：一是M1和M2開啟電壓的失配，因此需要將晶體管過驅(qū)動(dòng)電壓設(shè)計(jì)大于200 mV抑制失配的影響；二是由于輸入信號(hào)電平導(dǎo)致M2的Ron2變化，幸運(yùn)的是，鑒于信號(hào)波形特性，信道內(nèi)的失真容限很高，而耦合電容在鄰信道頻率呈現(xiàn)較低阻抗，信道外失真較大。

2.4 基帶線性放大器

圖7是基帶線性放大器和差分高通濾波器的完整電路。

與圖6不同的是，M2、M3共用一個(gè)M1晶體管做偏置。基帶放大器采用單管直接帶負(fù)載電阻輸出，以提高電路的線性度，改善系統(tǒng)整體性能。

2.5 信道選擇濾波器

圖8是簡(jiǎn)單的信道選擇濾波器電路。其中運(yùn)算放大器連接成單位增益，可以用源極跟隨器實(shí)現(xiàn)，但為了降低引入閃爍噪聲，源極跟隨器應(yīng)該使用大尺寸的晶體管。

信道選擇濾波器的傳輸函數(shù)計(jì)算公式為：

2.6 l／f閃爍噪聲

在直接下變頻結(jié)構(gòu)中，l／f閃爍噪聲是不可避免的，需要設(shè)計(jì)者仔細(xì)考慮。然而對(duì)于IEEE 802.11b／g協(xié)議的22 MHz信道帶寬（基帶信號(hào)占用11 MHz以內(nèi)的頻帶），具有幾百kHz拐角頻率閃爍噪聲的影響可以降到忽略不計(jì)的程度。證明如下。

如果fcorner=200 kHz，有Sl／f（200 kHz）=Sth，這里Sl／f和Sth分別表示l／f噪聲和熱噪聲的功率譜密度。假設(shè)Sl／f=K／f，其中K=（200 kHz）×Sth。下面計(jì)算從10 kHz到11 MHz總的噪聲：

如果電路沒有閃爍噪聲，總的噪聲功率為：V2n=（11 MHz）Sth，僅僅低了0.2 dB。根據(jù)文獻(xiàn)［2］分析，即使考慮到100 Hz的閃爍噪聲，信噪比最大的退化也低于0.6 dB。因此，這里低頻閃爍噪聲并不足以影響系統(tǒng)整體性能指標(biāo)。

3 版圖和設(shè)計(jì)結(jié)果

接收機(jī)射頻前端使用TSMC 0.18μm CMOS工藝實(shí)現(xiàn)，版圖面積為1 280μm×1 200μm。圖9給出了整個(gè)系統(tǒng)的版圖照片。

圖10是系統(tǒng)低頻基帶部分的傳輸函數(shù)，-3 dB帶寬為9 kHz～11 MHz。

接收機(jī)前端性能總結(jié)如下：輸入頻率為2.4 GHz，噪聲系數(shù)為3.5 dB，電壓增益為31 dB，S11為小于-15 dB，IIP3為-8 dBm，IP2為大于+30 dB，輸入ldB功率為-25 dB，采用工藝為CMOS 0.18μm，功耗為32 mW?？梢钥闯?，在兼顧低功耗和線性度同時(shí)，獲得了非常好的增益和噪聲性能。