運(yùn)算放大器輸出級(jí)極限

　　運(yùn)算放大器的軌至軌運(yùn)行是指其輸入級(jí)或輸出級(jí)，或者是指其輸入級(jí)和輸出級(jí)。作為驅(qū)動(dòng) SAR ADC 輸入端的一個(gè)緩沖器，我們更關(guān)注的是運(yùn)算放大器軌至軌的輸出能力。一般說來，該輸出能力表明了輸出級(jí)能夠接近電源軌的程度。該參數(shù)可在大多數(shù)低頻或 DC 輸出信號(hào)產(chǎn)品說明書中找到，因此更好地了解輸出擺幅能力，將有助于在既定條件下驅(qū)動(dòng) ADC 輸入端時(shí)，確定最佳工作點(diǎn)。

　　為了確定輸出級(jí)極限，應(yīng)事先開展如下測量工作：對于電源電壓為 5V 的軌至軌運(yùn)算放大器來說，輸入信號(hào)的偏移為 2.5V 或?yàn)殡娫措妷旱囊话?。該運(yùn)算放大器應(yīng)事先在電壓跟隨器(或增益為 +1)配置中予以設(shè)置。峰至峰輸入 AC 信號(hào)振幅從0 提高到了 5V，達(dá)到了電源電壓電平。當(dāng)輸出級(jí)達(dá)到其極限時(shí)，則可以顯示出不同的峰至峰輸出電壓在運(yùn)算放大器輸出端的總諧波失真與噪聲 (THD+N) 的測量情況(請參閱圖 1)。

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　　圖 1：測量得出的運(yùn)算放大器輸出信號(hào)

　　通常情況下，當(dāng)信號(hào)振幅增大時(shí)，低頻信號(hào) (1kHz)、總諧波失真保持不變。只有當(dāng)輸出電壓和電源軌之間的差值低于 10mV 時(shí)，才會(huì)導(dǎo)致性能顯著下降。而當(dāng)輸出信號(hào)頻率增加時(shí)，輸出電壓和電源電壓之間的差值也會(huì)隨之增大。對于 10kHz 的信號(hào)而言，當(dāng)上述電壓差值低于 200mV時(shí)，相關(guān)性能才開始下降;對于 20kHz 的信號(hào)而言，當(dāng)上述電壓差值低于 300mV 時(shí)，相關(guān)性能才開始下降;以此類推。如果要保持相關(guān)性能不變，當(dāng)頻率增大時(shí)，則可減小輸出信號(hào)的擺幅。如欲了解有關(guān)的測量結(jié)果，敬請參閱圖 2。

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　　圖2：在不同的輸出信號(hào)情況下，測量得出的運(yùn)算放大器失真

　　考慮到運(yùn)算放大器的輸出級(jí)極限，這些測量結(jié)果將有助于我們確定 SAR ADC 電路的最佳工作點(diǎn)。正如在上述例子中，采用電源電壓為 5V 的 OPA365，在頻率為 150kHz，輸出信號(hào)高達(dá) 4.1VPP 時(shí)，仍能保持相關(guān)的性能不變。由于電源軌留有 450mV 的裕度，所以在 100kHz 的范圍內(nèi) OPA365 能輕而易舉的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

　　RC 負(fù)載對運(yùn)算放大器的影響

　　以前，我們曾證實(shí)，對于最佳的 AC 性能而言，運(yùn)算放大器的輸出信號(hào)擺幅將會(huì)介于 450mV 和 4.55V 之間。用于驅(qū)動(dòng) SAR ADC 運(yùn)算放大器的第二個(gè)重要參數(shù)就是要找出其驅(qū)動(dòng)不同的 RC 負(fù)載的極限。為此，我們大力推薦在 ADC 輸入端采用 RC 濾波器來限制輸入噪聲的帶寬，并幫助運(yùn)算放大器驅(qū)動(dòng)由 SAR ADC 產(chǎn)生的開關(guān)電容負(fù)載。圖 3 表明了測試調(diào)整電路 (test setup circuit) 如何幫助我們確定具有 RC 負(fù)載的運(yùn)算放大器的驅(qū)動(dòng)極限。

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　　圖 3：測量運(yùn)算放大器驅(qū)動(dòng) RC 負(fù)載的能力

　　首先，將 RC 電路的截止頻率定為 1.5MHz。這一頻率限額是以在未來設(shè)計(jì)中將要采用的 ADC 預(yù)期采集時(shí)間為基礎(chǔ)設(shè)定的。另外，如欲保持截止頻率不變，則應(yīng)開展不同 RC 組合以及不同信號(hào)頻率的測量工作(請參閱圖 4)。

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　　圖4：在不同的 RC 情況下，測量得出的運(yùn)算放大器失真情況

　　對于較低的頻率而言，我們則使用較小阻值的電阻或較大容量的電容器。當(dāng)信號(hào)頻率增大時(shí)，阻值較大的電阻應(yīng)與容量較小的電容器配合使用，以保持相關(guān)性能的穩(wěn)定。對于在既定條件下的 OPA365 來說，我們發(fā)現(xiàn)，通過采用阻值為 50-100Ω 的電阻來改善性能并不令人滿意——尤其是對于更高的信號(hào)頻率而言，想通過采用阻值為 50-100Ω 的電阻來改善性能更是無濟(jì)于事。對于應(yīng)用頻率 (applied frequency) 而言,我們可以采用阻值大于 100Ω 的電阻或容量小于 1nF 的電容器來保持 AC 性能的穩(wěn)定。當(dāng)選擇電阻的阻值和電容器的容量時(shí)，我們應(yīng)遵循運(yùn)算放大器的穩(wěn)定性要求。

　　ADC 輸入的非線性特性

　　減小輸出電壓擺幅將有助于保持運(yùn)算放大器的性能，但還應(yīng)考慮信號(hào)的完整性及其對不同系統(tǒng)組件的影響。隨后可向 ADC 輸入端發(fā)送一個(gè)信號(hào)。圖 5 為常見的SAR ADC 輸入級(jí)。在流經(jīng)輸入靜電放電 (ESD) 保護(hù)二極管之后，則可對一個(gè)采樣電容器和兩個(gè)場效應(yīng)晶體管 (FET) 開關(guān)中的信號(hào)進(jìn)行采樣。如果采用了理想的組件，本設(shè)計(jì)不會(huì)對采樣階段的運(yùn)算放大器的驅(qū)動(dòng)產(chǎn)生任何影響。

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　　圖 5：SAR ADC 的輸入級(jí)

　　遺憾的是，這些組件并非理想的解決方案(請參閱圖 6)，特別是臨近電源軌的等效負(fù)載非線性特性，向緩沖電路提出了新的挑戰(zhàn)。

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　　圖 6：SAR ADC 的運(yùn)算放大器等效負(fù)載

　　減小從運(yùn)算放大器至 ADC 輸入端的信號(hào)擺幅，將帶來諸多益處。在運(yùn)算放大器的輸出端應(yīng)用 5VPP的信號(hào)將減弱總諧波失真 (THD) ，尤其是當(dāng)頻率較高時(shí)，更是如此。另外，在 SAR ADC 的輸入端應(yīng)用 5VPP 的信號(hào)時(shí)，要求運(yùn)算放大器擁有強(qiáng)大的驅(qū)動(dòng)能力，特別是在接近電源電壓的情況下，尤為如此。以 2.5V 的偏移量，將信號(hào)電平從 5VPP 減小到 4.1VPP，將同時(shí)為正、負(fù)電源軌增加 450mV 的裕度。這種設(shè)置使運(yùn)算放大器更易于在較高頻率的情況下，提供令人滿意的 THD。目前，ADC 等效輸入負(fù)載處于線性區(qū)域，從而使運(yùn)算放大器更易于為采樣電容器充電。

　　需要考慮的另一個(gè)問題是：ADC 的滿量程衰減。在常見的 ADC 產(chǎn)品說明書中可以發(fā)現(xiàn)，轉(zhuǎn)換器的額定電源電壓為 5V，其額定滿量程 (FSR) 為一個(gè) 5VPP 的信號(hào)。請務(wù)必注意，ADC 的輸入 FSR 取決于應(yīng)用參考電壓，您可以針對新的運(yùn)行條件，對 FSR 進(jìn)行調(diào)整。當(dāng)使用的參考電壓為 2.5V 時(shí)，對于德州儀器 (TI) ADS8361 而言，在 2.5V 或 5VPP 時(shí) FSR 輸入信號(hào)將為 ±2.5V。將參考電壓調(diào)整為 2.048V 后，在 2.5V 或 4.1VPP 時(shí)，新的(調(diào)整后的)FSR 輸入信號(hào)將為 ±2.048V?，F(xiàn)在，在 4.1VPP 的輸入信號(hào)中，我們就擁有了一個(gè)全 16 位的轉(zhuǎn)換功能，而無需衰減動(dòng)態(tài)范圍。

　　采集時(shí)間與吞吐率 (Throughput Rate) 之間的關(guān)系

　　當(dāng)選擇 ADC 時(shí)，其中最重要的參數(shù)就是速度或吞吐率。這一參數(shù)是采集(采樣)時(shí)間和轉(zhuǎn)換時(shí)間的組合。而轉(zhuǎn)換時(shí)間是轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)和用以實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)換器功能的硅處理技術(shù)綜合作用的結(jié)果。當(dāng)轉(zhuǎn)換時(shí)間的縮短超過產(chǎn)品說明書中規(guī)定的限額時(shí)，將嚴(yán)重影響 ADC 的性能。轉(zhuǎn)換時(shí)間通常是因所采用的最大外部時(shí)鐘的不同而不同的。另外，根據(jù)產(chǎn)品說明書中的有關(guān)說明，上佳的系統(tǒng)設(shè)計(jì)實(shí)踐可將外部時(shí)鐘保持在限額之內(nèi)或?qū)⑥D(zhuǎn)換時(shí)間盡量縮短。另一方面，一般說來，延長轉(zhuǎn)換時(shí)間并不能改善相關(guān)性能。

　　采集時(shí)間在 ADC 產(chǎn)品說明書中也作了明確的規(guī)定，采集時(shí)間決定著為采樣電容器充電的快慢，以達(dá)到規(guī)定的吞吐率。在采集時(shí)間臨近結(jié)束時(shí)，輸入采樣開關(guān)開啟，轉(zhuǎn)換過程隨即開始。在轉(zhuǎn)換周期即將結(jié)束時(shí)，從 ADC 所獲得的數(shù)據(jù)等同于轉(zhuǎn)換周期開始時(shí)(或采集周期結(jié)束時(shí))采樣電容器上的電壓。請參閱圖 7。

　　不論 ADC 性能表現(xiàn)的如何卓越，如果沒有足夠的時(shí)間對采樣電容器進(jìn)行全面的充電，那么轉(zhuǎn)換結(jié)果將會(huì)出現(xiàn)與實(shí)際模擬輸入信號(hào)不相符的情況。為了在系統(tǒng)設(shè)計(jì)期間控制上述參數(shù)，有兩種方法可供選擇：1)采用輸出阻抗低、運(yùn)行速度快的運(yùn)算放大器，或 2)在 ADC 模擬輸入端采用高截止頻率的 RC 濾波器。這種方法可導(dǎo)致運(yùn)算放大器穩(wěn)定性方面的問題，同時(shí)會(huì)給輸入模擬緩沖電路帶來較大的噪聲影響?；蛘?，您也可以通過使用運(yùn)行速度適中的運(yùn)算放大器和較低截止頻率的 RC 濾波器，來延長轉(zhuǎn)換器的采集時(shí)間。

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　　圖 7：ADC 采集和轉(zhuǎn)換周期

　　ADS8361 的吞吐率為 500 kSPS，最高的外部時(shí)鐘頻率為 10MHz。轉(zhuǎn)換過程分為 16 個(gè)時(shí)鐘周期，或需要 1.6μs 才能完成。其中只有 0.4μs 用于模擬輸入信號(hào)采集過程。在滿量程為 5V 的 16 位系統(tǒng)中，需要對 ADC 輸入采樣電容器進(jìn)行充電，使其達(dá)到輸入的信號(hào)電平值，并且誤差小于 38μV。對驅(qū)動(dòng)運(yùn)算放大器而言，這是一項(xiàng)很有挑戰(zhàn)性的工作：在 400ns 的時(shí)間內(nèi)，將終值調(diào)整為小于 38μV。

　　這個(gè)問題可以通過延長采集時(shí)間來緩解。對于 ADS8361 而言，規(guī)定的轉(zhuǎn)換時(shí)間是采集時(shí)間的四倍。如果將采集時(shí)間延長三倍或 300%，那么我們將可以獲得轉(zhuǎn)換器最高吞吐率的 70%，或 357 kSPS。與通過降低對輸入信號(hào)緩沖電路的要求來獲得相關(guān)益處的做法相比較而言，這種犧牲速度的做法是可取的。表 1 表明：作為外部時(shí)鐘周期數(shù)的一個(gè)函數(shù)，ADS8361 采集時(shí)間的延長和相應(yīng)吞吐率下降的情況。

　　表 1：一個(gè)采集時(shí)間函數(shù)的吞吐率

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　　優(yōu)化 RC，以實(shí)現(xiàn)特定的頻率性能

　　現(xiàn)在您就可以獲得設(shè)計(jì)驅(qū)動(dòng)電路的程序。首先，選擇適合您系統(tǒng)電源軌的運(yùn)算放大器，并記錄下這種放大器的輸入和輸出極限，同時(shí)弄清楚 ADC 輸入范圍調(diào)整的可能性，以便更好地與運(yùn)算放大器的性能相匹配。其次，確定適當(dāng)?shù)牟杉瘯r(shí)間，并相應(yīng)地設(shè)定系統(tǒng)時(shí)序。接下來，選擇 RC 電路中的相關(guān)數(shù)值，采集時(shí)間和 RC 濾波器時(shí)間常數(shù)之間的比率 (k) 取決于 ADC 的分辨率。最后，選擇具備足夠增益帶寬的運(yùn)算放大器來驅(qū)動(dòng)該 RC 電路，而且所選的運(yùn)算放大器應(yīng)具有適當(dāng)?shù)恼{(diào)整時(shí)間。對許多不同 SAR 轉(zhuǎn)換器的應(yīng)用來說，該設(shè)計(jì)驅(qū)動(dòng)電路的程序非常穩(wěn)健而有效。然而，有時(shí)候作為能夠改善性能系統(tǒng)的 RC 濾波器的一些優(yōu)化措施而言，這僅僅是一個(gè)開端。

　　例如，我們打算優(yōu)化先前討論的電路。在探索如何優(yōu)化 ADS8361 前端的輸入 RC 濾波器之前，我們需要確定有關(guān)的工作條件：所采用的輸入時(shí)鐘頻率為9.9968MHz，設(shè)定的采樣頻率為 199.936kSPS;由這兩個(gè)數(shù)值所產(chǎn)生的結(jié)果是，ADC 的轉(zhuǎn)換時(shí)間為 1.6μs，而采樣時(shí)間為 3.4μs。因此，對于這個(gè) 16 位的轉(zhuǎn)換器而言，我們就需要 12 個(gè)時(shí)間常數(shù)的外部 RC 濾波器來與相應(yīng)的采集時(shí)間匹配。這種條件可將 RC 電路的帶寬設(shè)置為：

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　　其是：k =12，由此可以實(shí)現(xiàn) 562kHz 的帶寬。

　　對于一個(gè)低噪聲的系統(tǒng)而言，根據(jù)實(shí)際需要，可以采用盡可能高的帶寬。但是，也不要把帶寬設(shè)置得過高。因?yàn)閹捲礁撸渌试S的噪聲也就越高，所以必須在 RC 設(shè)定時(shí)間和該帶寬之間取得一個(gè)平衡值。

　　為了確定 RC 濾波器的最佳值，我們曾使用過一個(gè)低輸出阻抗的信號(hào)源。圖 8 為用于測量的測試設(shè)置。

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　　圖 8：通過采用理想的信號(hào)源，選擇 RC 濾波器

　　采用這種設(shè)置，測量結(jié)果不會(huì)受到輸入緩沖器的影響。值得注意的是，最終計(jì)算結(jié)果應(yīng)包括信號(hào)源的輸出阻抗。在所述示例中，該阻抗為 20Ω。如欲了解測量結(jié)果敬請參見圖 9-10。

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　　圖9：在不同的RC 常數(shù)時(shí)，測量得出的THD值

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　　圖10：在不同的RC 常數(shù)時(shí)，測量得出的SNR、SFDR 以及SINAD值

　　從這些測量結(jié)果中，我們發(fā)現(xiàn)，當(dāng) k = 7 時(shí)，可獲得最佳的 THD 值;而當(dāng) k = 6 時(shí)，可獲得最佳的 SFDR 值。并且還可以很直觀地看出，這些測量結(jié)果具有某種意義：因?yàn)?k 值越小，RC 濾波器的帶寬也就越低，從而降低了噪聲。然而，當(dāng) k 值變小時(shí)，我們發(fā)現(xiàn)性能也隨之降低。出現(xiàn)這種情況是因?yàn)闀r(shí)間常數(shù)太大，而且它不能對采樣電容器上的輸入電壓進(jìn)行相應(yīng)的設(shè)置，從而導(dǎo)致測量誤差的出現(xiàn)。

　　另外，從測量結(jié)果中我們還發(fā)現(xiàn)，設(shè)計(jì)程序 (procedure-chosen) 和最佳值之間的性能差異約為 2-3 dB。根據(jù)具體的應(yīng)用情況不同，這種差異也許會(huì)很明顯，也許會(huì)不明顯。為什么在設(shè)計(jì)程序和最佳結(jié)果之間會(huì)出現(xiàn)差異呢?因?yàn)樵O(shè)計(jì)程序假定為 ADC 輸入采樣電容器充電時(shí)，出現(xiàn)了最糟糕的情況。因此，為調(diào)整時(shí)間設(shè)定了最保守的數(shù)值;而通過測試來實(shí)現(xiàn)優(yōu)化性能，我們經(jīng)常發(fā)現(xiàn)電路的運(yùn)行條件并非最糟糕的，同時(shí)還發(fā)現(xiàn)，用于確定設(shè)計(jì)程序的一些假設(shè)必須予以修正。

　　結(jié)論

　　為了完成信號(hào)鏈的最終性能評估，我們選用當(dāng) k = 6.36 或截止頻率 = 298kHz 時(shí)的 RC 濾波器。在這種前提下，我們采用一只 2.2nF 的COG 型電容器和一只243Ω 的電阻。通過延長采集時(shí)間來降低 ADC 的運(yùn)行速度，具有其它優(yōu)點(diǎn)：即濾波器的截止頻率限制了 ADC 輸入信號(hào)的有效噪聲帶寬和運(yùn)算放大器輸出信號(hào)的有效噪聲帶寬。

　　當(dāng)采用 ADC 最高的采樣速度時(shí)，采集時(shí)間為 400ns。采用上述相同標(biāo)準(zhǔn)(k = 6.36)時(shí)，一階濾波器的有效噪聲帶寬為 4MHz。

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　　當(dāng)采集時(shí)間由 400ns 延長至 3.4μs 時(shí)，有效噪聲帶寬則下降為 562kHz。

　　當(dāng)選擇配置和組件值時(shí)，請采用上述測量所得出的結(jié)果。圖 11為最終調(diào)整圖。

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　　圖11：最終測量調(diào)整

　　通過對測量結(jié)果的比較，我們發(fā)現(xiàn)，設(shè)計(jì)信號(hào)鏈時(shí)，此程序是如此的重要。作為參考，我們采用了 ADS8361 產(chǎn)品說明書中的數(shù)值。接下來，我們將從測試中獲得的結(jié)果與 ADC 前端所選用的 RC 濾波器進(jìn)行比較。從表 2 中我們看出，THD 性能出現(xiàn)了下降的現(xiàn)象，這種下降現(xiàn)象可以歸因于信號(hào)源(很顯然，這并不是用于描繪 ADS8361 特性的同一信號(hào)源)。最后需要進(jìn)行比較的是，從整體解決方案中所得到的測量結(jié)果。該解決方案包括具有 RC 濾波器的 OPA365 以及 ADS8361。

　　表 2 最終測量結(jié)果的比較

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　　至此，您可以得出這樣的結(jié)論：對 ADC 轉(zhuǎn)換器前端的緩沖電路進(jìn)行合理的設(shè)計(jì)并不會(huì)降低系統(tǒng)的性能。圖 12 為整個(gè)系統(tǒng)的 FFT 測量結(jié)果。

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　　圖12：整個(gè)信號(hào)鏈的測量結(jié)果

　　結(jié)論

　　我們介紹了 SAR 型 ADC 驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)程序，這種驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)重點(diǎn)旨在運(yùn)算放大器的要求以及優(yōu)化運(yùn)算放大器和 ADC 系統(tǒng)的若干技術(shù)。同時(shí)，我們還闡述了如何進(jìn)一步優(yōu)化 SAR 前端的 RC 電路，但是這些性能調(diào)整針對不用的應(yīng)用而不同，因此，需要對其進(jìn)行仔細(xì)斟酌。另外，我們還發(fā)現(xiàn)對 ADC 轉(zhuǎn)換器前端的緩沖電路進(jìn)行合理的設(shè)計(jì)并不會(huì)降低系統(tǒng)的性能。