UCC3858的設(shè)計(jì)特點(diǎn)、引腳功能與電氣參數(shù)

1UCC3858設(shè)計(jì)特點(diǎn)

高效率、高功率因數(shù)預(yù)調(diào)節(jié)器UCC3858是Unitrode公司新推出的PFC功率因數(shù)校正器產(chǎn)品。有關(guān)UCC3858的內(nèi)部功能框圖見圖1，其主要設(shè)計(jì)特點(diǎn)是：

可調(diào)整的PWM脈寬調(diào)制頻率折反、使輕載時(shí)有較高的效率；前沿脈寬調(diào)制以減小輸出電容的紋波電流；控制BoostPWM使功率因數(shù)接近1?0；在世界通用的供電電壓范圍工作均無需設(shè)量程開關(guān)；正確的功率限制；可同步的振蕩器；100μA的電源起動(dòng)電流；低功耗的BCDMOS工藝；工作電壓范圍12V～18V。

UCC3858提供了有源功率因數(shù)校正預(yù)調(diào)節(jié)器所需要的全部功能，以滿足在低功率工作時(shí)要求的高效率。該控制器采用平均電流型控制，通過整形交流電網(wǎng)輸入的線電流波形，使之與交流輸入線電壓波形一致，達(dá)到接近1?0的功率因數(shù)。

UCC3858的工作與原先設(shè)計(jì)的Unitrode?PFC電路十分相似，并具有使輕載工作時(shí)的Boost變換器有較高效率的附加特性，即在電壓誤差放大器的輸出電平，下降到低于用戶預(yù)置的、顯示輕載的可調(diào)整電平時(shí)，通過按反比例線性地調(diào)節(jié)PWM頻率來實(shí)現(xiàn)。通過減小CT斜坡脈沖（它與輸出功率成比例）充電電流、并增加滯后時(shí)間，脈寬調(diào)制頻率則按反比例變化。當(dāng)負(fù)載變化阻滯時(shí)，也有一個(gè)瞬時(shí)的復(fù)位輸入信號，能快速改變折反模式的IC輸出。

UCC3858采用的PWM脈寬調(diào)制技術(shù)是前沿調(diào)制。當(dāng)在順向變換器上同時(shí)采用較常規(guī)的后沿調(diào)制時(shí)，該方案有利于減小大容量存儲電容器上的紋波電流。振蕩器被設(shè)計(jì)為易與順向變換器同步。一個(gè)簡單的同步方案可通過把順向變換器的PWM輸出端與“SYNC”腳連接在一起而實(shí)現(xiàn)。

該控制器的改進(jìn)包括：一個(gè)用于輸入線電壓RMS的峰值檢波器；IC內(nèi)部集成的過流關(guān)閉和過壓關(guān)閉電路；以及重要的、更低的靜態(tài)工作電流。峰值檢波器消除了用于RMS檢測的外部雙極點(diǎn)低通濾波器。這就簡化了變換器的設(shè)計(jì)，對改進(jìn)輸入線電壓的瞬態(tài)響應(yīng)提高了近6倍。

電流信號是從電流誤差放大器的輸入端提取，以供給逐周的峰值電流限制。采用Unitrode的BCDMOS工藝達(dá)到低起動(dòng)電流和工作電流，它簡化了自饋電供電設(shè)計(jì)，使控制電路損耗降至最小。設(shè)置跨導(dǎo)電壓誤差放大器，考慮了對IC內(nèi)部過壓保護(hù)的輸出電壓檢測。

圖1UCC3858內(nèi)部功能框圖（原圖未做格式處理）

附加的特性還包括：用于可靠的離線式起動(dòng)的欠壓鎖定；一個(gè)精密的7?5V基準(zhǔn)參考電壓；一個(gè)精密的RMS檢測和信號限定電路。芯片關(guān)閉可由“FBL”腳電平低于0?5V來實(shí)現(xiàn)。UCC3858的外部引腳安排見圖2。

2UCC3858的電氣參數(shù)與極限值

2?1最大使用極限值

（1）電源電壓VDD18V；

（2）柵極驅(qū)動(dòng)電流連續(xù)值0?2A，脈沖值0.5A；

（3）輸入電流IAC200mA；

（4）功耗1W；

（5）存儲溫度－65℃～＋150℃；

（6）結(jié)溫－55℃～＋150℃；

（7）引腳溫度（10s焊接）＋300℃；

（8）模擬輸入的最大強(qiáng)迫電壓－0.3V～11V。

2?2UCC3858的電氣參數(shù)

除非另有說明，一般性應(yīng)用時(shí)UCC3858均在TA=0℃～70℃，并且有：

VVDD=12V,RT=24k,CT=330pF,RFBM=96k,

IIAC=100μA,TA=TJ。

UCC3858的電氣參數(shù)見表1。

3UCC3858各引腳功能概述

CA?（5腳）：電流放大器的反相輸入端。該輸入端與非反相輸入端“MOUT”保留接地功能。

CAO（6腳）：電流放大器的輸出端，即一個(gè)寬帶放大器的輸出端。該放大器檢測電網(wǎng)電流，并控制脈寬調(diào)制器（PWM）迫使其成為正確的電流波形。當(dāng)有必要時(shí)，該輸出端可關(guān)閉振幅接地，允許PWM為強(qiáng)迫零占空比。

CRMS（2腳）：接RMS電壓測量電容器。接在CRMS與GND地端的電容器，能平均半個(gè)周期內(nèi)的交流電網(wǎng)電壓。IAC電流的鏡象值在IC內(nèi)部為CRMS提供充電電流。

CT（12腳）：接振蕩器的定時(shí)電容器。由CT接地（GND）的電容器，將設(shè)置PWM自由振蕩器的頻率，

圖2UCC3858外部引腳安排

它可按f=0.814/RT·CT給出。

FBL（9腳）：頻率折反電平選擇。在頻率折反開始時(shí)，選擇電壓誤差放大器的輸出電平。關(guān)閉芯片工作可通過讓“FBL”折反電平腳低于0?5V來實(shí)現(xiàn)。

FBM（11腳）：最小頻率基準(zhǔn)值。用一只電阻器接在該腳與VREF端之間，即可在折反模式期間設(shè)置最小的頻率值。一旦確定了RT和CT的數(shù)值，就可用下式來求出RFBM的數(shù)值：

RFBM=〔0.857/(CT·fmin)－RT〕

該電阻將把最小折反頻率調(diào)節(jié)到fmin。該腳也合并了一種讓折反無效的功能：當(dāng)負(fù)載變化阻滯時(shí)，它能使該部分電路快速回復(fù)到正常的工作狀態(tài)。在折反無效模式時(shí)，會迫使該腳低于1?5V，此時(shí)集電極開路。

GND（16腳）：接地端。所有的電壓測量都是相對于地線（零電平）為準(zhǔn)。VDD和VREF應(yīng)選用一只0?1μF或較大的陶瓷電容器直接對地旁路。另外定時(shí)電容器的放電電流也返回該腳，所以由CT接地的引線應(yīng)盡可能短并走直線。

IAC（1腳）：輸入交流電流。該腳輸入到模擬乘法器的是一個(gè)電流信號。乘法器設(shè)計(jì)的使該電流輸入（IIAC）到MOUT（輸出端）的失真很小。還需要一些對地旁路的噪聲濾波電容（<470pF）。

MOUT（3腳）：乘法器輸出端。模擬乘法器的輸出端和電流放大器的同相輸入端被一起接到該MOUT腳。因乘法器的輸出是電流信號，該腳具有高阻抗輸入，所以放大器可構(gòu)成一個(gè)差分放大器以抑制地線噪聲。該腳電壓也用于實(shí)現(xiàn)峰值電流限制。

OUT（15腳）：柵極驅(qū)動(dòng)輸出端。PWM的輸出是一個(gè)圖騰柱式MOSFET柵極驅(qū)動(dòng)器。建議柵極串聯(lián)電阻器（最小5Ω），以防止柵極阻抗與輸出驅(qū)動(dòng)器之間的相互影響，它可能引起柵極驅(qū)動(dòng)的極度過沖。

RT（13腳）：振蕩器的定時(shí)電阻器。從RT接地的電阻器用于確定振蕩器的放電電流。

SYNC（10腳）：振蕩器的同步輸入端。在DC/DC變換級讓PFC同步于一后沿調(diào)制器。同步脈沖產(chǎn)生于順向調(diào)節(jié)器的正極性輸出沿，并施加在該腳。IC內(nèi)部時(shí)鐘被復(fù)位在該同步輸入的上升沿（充電升高時(shí)）。

VA?（7腳）：電壓放大器的反相輸入端。通常該腳經(jīng)一個(gè)分壓器網(wǎng)絡(luò)接到Boost變換器的輸出端。該腳也是過壓比較器的輸入，如果該腳的電壓超過3?15V，那么比較器的輸出則被終止。

VAO（8腳）：電壓放大器的輸出端?？鐚?dǎo)放大器的輸出可調(diào)節(jié)輸出電壓。電壓放大器的輸出在IC內(nèi)部被限制在約6V，以限制功率。它也被用于確定頻率折反模式。補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)由該腳接地。

VDD（14腳）：正極性電源電壓。在正常工作時(shí)的電壓值為13V～17V，它接到一個(gè)穩(wěn)壓電源（最小提供20mA）。將VDD直接對地旁路，以便吸收電源電流尖峰，它是在對外部MOSFET柵極電容充電時(shí)所需要的。為了防止不恰當(dāng)?shù)臇艠O驅(qū)動(dòng)信號，只有當(dāng)VVDD超過較高的欠壓閉鎖門限電壓并維持高于較低的門限電平，輸出器件才能輸出信號。

VREF（4腳）：基準(zhǔn)參考電壓端。VREF是一個(gè)精密的7?5V電壓基準(zhǔn)輸出端。該輸出能提供10mA給周圍的電路，并由內(nèi)部限制短路電流。當(dāng)VVDD過低時(shí)，將使VREF無效，并維持在0V。為了最佳的穩(wěn)定性，用一只0?1μF或較大的陶瓷電容器將VREF對地旁路。

4UCC3858的應(yīng)用與電路分析

UCC3858的典型外圍應(yīng)用電路如圖3所示。它設(shè)計(jì)在低的適中功率應(yīng)用場合時(shí)，使功率因數(shù)校正Boost變換器的性能達(dá)到最優(yōu)化，特別是在輕負(fù)載時(shí)的效率高是關(guān)鍵性的。而UCC3858的基本電路結(jié)構(gòu)，仍類似于工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)的UC3854系列控制器，但增加了幾個(gè)不同的特性。

圖3所示的典型應(yīng)用電路表明了怎樣用順向變換器來獲得最佳性能。

（1）芯片的偏置電源和起動(dòng)

采用Unitrode的BCDMOS工藝來制作UCC3858是為了實(shí)現(xiàn)最小的電源起動(dòng)電流（典型值60μA）和電源工作電流（典型值3.5mA）。這導(dǎo)致了有重要意義的較低功耗，可用小功率的充電電阻器來起動(dòng)IC，增加了輕載時(shí)的系統(tǒng)效率。較低的電源電流，配合寬的欠壓鎖定滯后（13?75V導(dǎo)通，10V截止），提供既有相同起動(dòng)又有自饋電供電的工作時(shí)機(jī)，如圖3所示。

（2）輕載時(shí)的振蕩器和頻率折反

UCC3858的振蕩器可調(diào)節(jié)到與順向變換器同步工作，也可作為一臺單獨(dú)的振蕩器工作。振蕩器的簡化方框圖和相關(guān)電路如圖4所示，其有關(guān)的工作波形見圖5。在SYNC同步腳的上升沿起動(dòng)時(shí)鐘周期，它是通過以額定的內(nèi)部電流ICHnom=19·IDIS對CT腳充電來實(shí)現(xiàn)。

一旦穿越斜坡電壓的高門限電平（4?5V），將設(shè)置內(nèi)部鎖定，并且CT腳開始按一個(gè)速率（IDIS=3/RT）放電，它由接RT腳的電阻器來調(diào)節(jié)。當(dāng)沒有同步脈沖時(shí)，CT一直放電到斜坡電壓的低門限電平（1?0V），并調(diào)節(jié)振蕩器的自由振蕩頻率，它由式（1）給出。在作同步的應(yīng)用中，RT與CT數(shù)值選擇，應(yīng)使其自由振蕩頻率始終低于同步時(shí)的頻率。f==0.814（1）

圖3UCC3858的典型外圍應(yīng)用電路圖（原圖未做格式處理）

當(dāng)VAO下降到低于由FBL設(shè)置的門限電平時(shí)，振蕩器進(jìn)入頻率折反模式，并使同步失效。

通過減小振蕩器的充電電流可完成頻率的折反。如圖4所示，通過VAO與FBL之差調(diào)節(jié)電流Icsub，它減去用于CT充電的電流。電容器的有效充電電流由（ICHnom－Icsub）給出。為了避免變換器工作在低頻范圍（例如音頻），充電電流應(yīng)不允許過分低。變換器的最小頻率由流入FBM腳的電流Imin來調(diào)整，它設(shè)置最小的充電電流，設(shè)置所需最小頻率的RFBM數(shù)值由下式得到：RFBM=(2)

圖6示出頻率折反特性曲線。當(dāng)變換器出現(xiàn)低功率模式時(shí)，讓時(shí)間恢復(fù)正常模式工作（即回到正常的或者同步的頻率工作），它必須是最小值。在PFC電路中，所給的電壓誤差放大器的響應(yīng)是很慢的，VAO腳的變化并非是負(fù)載條件變化的最佳指示器。UCC3858提供了一個(gè)解決途徑：當(dāng)FBM被拉低到小于1?5V時(shí)，正常模式能瞬時(shí)恢復(fù)。

一個(gè)典型的接口應(yīng)包含順向變換器（帶有固有的緩沖和濾波）的誤差放大器的輸出端，以驅(qū)動(dòng)一只NPN開關(guān)管，使FBM端被拉低到GND地電平（零值）。緩沖器和濾波器應(yīng)保證開關(guān)管，僅在順向變換器的誤差放大器處于高度飽和狀態(tài)時(shí)導(dǎo)通，作為預(yù)置的飽和持續(xù)時(shí)間則由負(fù)載增加而引起的輸出電壓下降來顯示。當(dāng)仍然利用UCC3858的其它特性時(shí)，F(xiàn)BM輸入端也會永久地被拉低，使頻率折反模式完全失效。如果讓FBL腳低于0?5V，那么該腳也可以充當(dāng)使芯片失效的輸入端口。

圖4振蕩器框圖（原圖未做格式處理）

表2同步對Boost變換器電容器電流的影響

（3）減小電容器紋波的措施

對于DC/DC變換級采用Boost變換器的功率系統(tǒng)，使二個(gè)變換器同步是有好處的。除了諸如低噪音、穩(wěn)定性好等一般優(yōu)點(diǎn)外，固有的同步能夠大大地減小Boost電路輸出電容器上的紋波電流。圖7說明了當(dāng)圖示PFCBoost變換器與簡化的正向變換器輸入聯(lián)接在一起時(shí)，固有的同步效果。在單級開關(guān)期間，電容器的電流取決于開關(guān)管Q1和Q2的工作狀態(tài)，如圖8所示。

它可以看成是在兩個(gè)變換器上維持常規(guī)的后沿調(diào)制的同步方案，電容器電流的脈動(dòng)為最高值。當(dāng)Q1截止與Q2導(dǎo)通的重迭段為最大值時(shí)，可最有效地消去紋波電流。實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)的方法之一是使Boost二極管D1的導(dǎo)通與Q2的導(dǎo)通同步。這種處理方式意味著：Boost變換器是用前沿脈寬調(diào)制，而正向變換器卻采用傳統(tǒng)的后沿脈寬調(diào)制。為了充分發(fā)揮容易同下級變換器同步的優(yōu)點(diǎn)，所以把UCC3858設(shè)計(jì)成一個(gè)前沿調(diào)制器，表2對由UCC3858使D1/Q2同步的電流ICBrms，與其它用于200W系統(tǒng)，且VBST=385V時(shí)，末端Q1和Q2同步導(dǎo)通時(shí)的電流ICBrms進(jìn)行了比較。

表2說明了由于采用UCC3858促成的同步方案，Boost電容器的紋波電流在普通電網(wǎng)電壓時(shí)可減小50％左右，而在高電網(wǎng)電壓時(shí)可減小約30％。如果輸出電容值的選擇由脈動(dòng)電流來確定，那么其容量可大大地減小，或者電容器的壽命得以增加。

用另一種同步方法達(dá)到相同的紋波降低也是有可能的。這種方法就是Q1的導(dǎo)通同步于Q2的截止。然而用這種方法減小幾乎相同的紋波并維持在兩個(gè)變換器上均為后沿調(diào)制，要實(shí)現(xiàn)同步是非常困難的，并且電路會變得對噪聲敏感。

（4）基準(zhǔn)參考信號（IMULT）的產(chǎn)生

像UC3854系列那樣，UCC3858也有一個(gè)模擬計(jì)算單位（ACU），它為電流誤差放大器產(chǎn)生一個(gè)基準(zhǔn)電流信號。ACU的輸入，是與電網(wǎng)電壓的瞬時(shí)值，輸入電壓的RMS，以及電壓誤差放大器的輸出成比例的信號。但不同于傳統(tǒng)的RMS電壓檢測技術(shù)之處在于UCC3858使用了一種正在申請的專利技術(shù)，它簡化了RMS電壓發(fā)生器，并消除了由于原先技術(shù)引起的性能退化。采用圖9中所示的新穎技術(shù)，消除了為產(chǎn)生VRMS所需要的外部雙極點(diǎn)濾波器。

換句話說，IAC腳上的電流是被鏡像的數(shù)值，它在半個(gè)周期之中用于對外部電容器CRMS進(jìn)行充電。CRMS腳上的電壓為積分的正弦波形，并由式（3）及式（4）得出：VCRMS=·（1－cosωt)(3)VCRMS(pk)=(4)

圖5振蕩器的工作波形

a)同步降壓的DC/DCPWM振蕩器定時(shí)波形

(b)頻率折反模式

圖6頻率折反特性曲線

圖7兩級PFC電源的簡化表示圖

圖8同步狀態(tài)下的兩種定時(shí)波形

當(dāng)半個(gè)周期結(jié)束時(shí)，CRMS腳上的電壓仍保持同步，并變換成一個(gè)4bit字節(jié)，以便在ACU中進(jìn)一步處理。在下半個(gè)周期里，CRMS腳則進(jìn)行放電，并準(zhǔn)備積分。這一方法的優(yōu)點(diǎn)是VRMS信號上的二次諧波脈動(dòng)實(shí)際上已被消除了。若想用常規(guī)的雙極點(diǎn)濾波器來限定衰減，則二次諧波脈動(dòng)是無法避免的，并且在輸入電流信號中還會引起三次諧波失真。另外，對電網(wǎng)輸入變化的動(dòng)態(tài)響應(yīng)也有改進(jìn)，因?yàn)槊總€(gè)周期都會產(chǎn)生一個(gè)新的VRMS信號。

在正常的工作條件下，IACpk數(shù)值在峰值電網(wǎng)電壓時(shí)應(yīng)選擇為100μA。對于通用的265VAC輸入電壓峰

圖9產(chǎn)生RMS信號的新穎電路（原圖未做格式處理）

值時(shí)，這意味著RAC=3.6MΩ。IC的噪聲靈敏度要求設(shè)置一個(gè)小容量的旁路電容器，以濾除高頻噪聲。該旁路電容器的數(shù)值應(yīng)限制在最大330pF。在低電網(wǎng)電壓峰值80VAC時(shí)，VCRMS的電壓值應(yīng)近似為1?0V，以使任何數(shù)字轉(zhuǎn)換誤差減至最小。在高電網(wǎng)電壓時(shí)，VCRMS的峰值變?yōu)??5V。需要的電容器CRMS的數(shù)值，可由式（4）計(jì)算得出：它在50Hz電網(wǎng)頻率時(shí)為90nF，在60Hz電網(wǎng)頻率時(shí)為75nF。

乘法器的輸出電流可由式（5）給出，式中取K=0.33：IMULT=（5）

乘法器的峰值電流限制在200μA，并且選擇的IAC和VCRMS數(shù)值應(yīng)保證上述電流值在該范圍之內(nèi)。對乘法器的另一個(gè)限制是：IMULT不能超過兩倍的IAC電流值，以限制VCRMS上的最小電壓值。

RMS電壓前饋的不連續(xù)性意味著在某個(gè)工作區(qū)域內(nèi)輸入電壓變化時(shí)，饋送至乘法器的VRMS腳不發(fā)生變化。電壓誤差放大器補(bǔ)償了由此改變的其輸出值，以維持所需要的乘法器輸出電流。當(dāng)ADC的輸出變化時(shí)，在誤差放大器的輸出端存在一個(gè)躍變。如果變換器處于輕負(fù)載狀態(tài)，那么在折反頻率處有一個(gè)合成的移相。然而這種變化的沖擊，對變換器總體工作的影響卻很小。

關(guān)于RMS電壓方案的另一個(gè)關(guān)鍵考慮是，它依靠IAC信號的過零是有效的。在特輕負(fù)載和高電網(wǎng)電壓條件下，如果在橋堆的整流側(cè)使用大容量電容器作濾波用，則經(jīng)整流的交流不會完全到達(dá)零值。在這種實(shí)例中，前饋效應(yīng)不會發(fā)生，控制器的功能受到損失。

對于UCC3858，當(dāng)出現(xiàn)過零檢測時(shí)，IAC電流值應(yīng)低于10μA。如圖3所示，為了改善輕載運(yùn)行建議電容值保持足夠低，或者建議前饋電壓直接從整流橋的交流輸入側(cè)獲取。

（5）柵極驅(qū)動(dòng)的考慮

UCC3858中的柵極驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)成高速功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)。它是由低阻抗的拉高和拉低DMOS輸出級組成。當(dāng)工作在高偏置電壓時(shí)，為了保持DMOS輸出級處在安全工作區(qū)內(nèi)，建議采用外部柵極串聯(lián)電阻把柵極驅(qū)動(dòng)電流限制在0?5A峰值。請注意看圖10的特性曲線，以確定所需的外部電阻。

（6）電流放大器的設(shè)置

設(shè)置乘法器首先是選擇VRMS的范圍。最大的乘法器輸出是出現(xiàn)在低電網(wǎng)電壓和滿負(fù)載條件時(shí)。電感器的峰值電流也出現(xiàn)在同樣的條件。乘法器的終端電阻器可用公式（6）來確定：RMULT=（6）

由UCC3858提供的峰值電流限制功能被集成在MOUT中。在MOUT上的信號通常維持在0V，因?yàn)樵陂]環(huán)工作狀態(tài)下，（IMULT·RMULT）可消除流經(jīng)檢測電阻器的電壓降。在短路或瞬態(tài)起動(dòng)條件下，乘法器的電流不會完全消除RSENSE上的電壓降，并且MOUT的電壓降到低于0V。當(dāng)MOUT降到低于－0.5V時(shí)，IC內(nèi)部的峰值電流限制被激活。在任意工作點(diǎn)的峰值電流限制由公式（7）給出：ILIM=(7)

電流放大器可利用以前提出的技術(shù)進(jìn)行補(bǔ)償（見Unitrode產(chǎn)品手冊“應(yīng)用注意U?134）。下面作個(gè)摘要m

圖10需要串聯(lián)的柵極電阻值與電源電壓的函數(shù)關(guān)系

圖11采用UCC3858組成的兩級變換器使性能最佳（原圖未做格式處理）

概述。電感器電流與占空比傳遞函數(shù)的簡化高頻模型可由公式（8）給出：Gid(s）=(8)

在關(guān)心的交叉點(diǎn)頻率上，電流反饋路徑的增益由式（9）給出：=RSENSE·(9)

式中VSE是斜坡電壓幅度（峰?峰值），在UCC3858是3?5V。綜合式（8）和式（9），可得到電流環(huán)的回路增益，并且在期望的交叉點(diǎn)頻率上使它等于1，于是可導(dǎo)出RZ的設(shè)計(jì)值。電流環(huán)路的交叉頻率選擇，采用常規(guī)的折衷方法。然而應(yīng)使它保證在折反條件下的最小開關(guān)頻率時(shí)，電流環(huán)能穩(wěn)定工作。

（7）電壓放大器的設(shè)置

UCC3858中的電壓放大器是一種跨導(dǎo)型放大器，它允許在過壓條件下對輸出電壓進(jìn)行監(jiān)測。放大器的增益可由相關(guān)的公式給出。