器件選擇

　　遵循 AD698數(shù)據(jù)手冊中的雙電源操作（±15 V）設(shè)計程序，將激勵頻率設(shè)為2.5 kHz、系統(tǒng)帶寬設(shè)為250 Hz、輸出電壓范圍設(shè)為0 V至5 V。

　　AD698內(nèi)部振蕩器通?？僧a(chǎn)生少量紋波，會傳遞到輸出端。使用無源低通濾波器降低該紋波至要求的水平。

　　選擇電容值以設(shè)置系統(tǒng)帶寬時，需要作出某些權(quán)衡。選擇較小的電容值將使系統(tǒng)具有較高的帶寬，但會增加輸出電壓紋波。該紋波可通過增加反饋電阻兩端的并聯(lián)電容值得以抑制（反饋電阻用于設(shè)置輸出電壓電平），但這樣做會增加相位滯后。

　　AD8615運(yùn)算放大器緩沖 AD698的輸出，而AD698可確保以低阻抗源驅(qū)動 AD7992ADC（高阻抗源會極大地降低ADC的交流性能）。

　　低通濾波器位于 AD698的輸出和 AD8615的輸入之間，起到兩個作用：

　　限制 AD8615的輸入電流。

　　過濾輸出電壓紋波。

　　AD8615的內(nèi)部保護(hù)電路使輸入端得以承受高于電源電壓的輸入電壓。這很重要，因為 AD698的輸出電壓能夠在±15 V 的電源下擺動±11 V。只要輸入電流限制在5 mA以內(nèi)，輸入端便可施加更高的電壓。這主要是因為 AD8615 （1 pA）具有極低的輸入偏置電流，因此可使用更大的電阻。使用這些電阻會增加熱噪聲，導(dǎo)致放大器總輸出電壓噪聲增加。

　　AD8615是用于緩沖并驅(qū)動12位SAR ADC AD7992輸入的理想放大器，因為它具有輸入過壓保護(hù)，并且具備輸入端和輸出端軌到軌擺動能力。

　　噪聲分析

　　若所有信號調(diào)理器件已選定，則必須確定轉(zhuǎn)換信號所需的分辨率。如同大多數(shù)的噪聲分析一樣，只需考慮幾個關(guān)鍵參數(shù)。噪聲源以RSS方式疊加；因此，只需考慮至少高于其它噪聲源三至四倍的任何單個噪聲源即可。

　　對于LVDT信號調(diào)理電路而言，輸出噪聲的主要來源是 AD698的輸出紋波。相比之下，其他噪聲源（ AD8615） 的電阻噪聲、輸入電壓噪聲和輸出電壓噪聲）要小得多。

　　當(dāng)電容值為0.39 μF且反饋電阻兩端的并聯(lián)電容為10 nF（如圖 3所示）時， AD698的輸出電壓紋波為0.4 mV rms。請注意，圖1中的簡化原理圖并未顯示這些器件以及相關(guān)的引腳連接；但詳情可參見 AD698數(shù)據(jù)手冊。

　　圖3. 輸出電壓紋波與濾波器電容的關(guān)系

　　能夠解析出來的最大rms數(shù)現(xiàn)在可通過將滿量程輸出除以總系統(tǒng)rms噪聲計算得到。

　　有效分辨率可通過以2為底數(shù)，對總rms數(shù)求對數(shù)而獲得。

　　從有效分辨率中減去2.7位，即可得到無噪聲碼分辨率：

　　無噪聲碼分辨率= 有效分辨率 ? 2.7位

　　系統(tǒng)的總輸出動態(tài)范圍可這樣計算：將滿量程輸出信號（5 V） 除以總輸出均方根噪聲（0.4 mV rms），然后轉(zhuǎn)化為dB，其結(jié)果約等于82 dB。

　　AD7992作為此應(yīng)用的良好備用器件，與3.4 MHz串行時鐘配合使用時，具有12位分辨率和每通道188 kSPS的采樣速率。

　　相位滯后/超前補(bǔ)償

　　AD698將返回信號與初級端參考振蕩器的輸入相乘，并通過解調(diào)產(chǎn)生輸出信號。少量的相移就會導(dǎo)致大量的線性誤差，對輸出而言就是欠沖。

　　相位超前網(wǎng)絡(luò)可補(bǔ)償E-100系列LVDT中初級到次級的?3°相移。圖4顯示了兩種不同的相位補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。

　　圖4. 相位滯后/超前網(wǎng)絡(luò)

　　為合適的網(wǎng)絡(luò)選取元件值時，重要的是需注意RS 和R T 有效地構(gòu)成了一個電阻分壓器，在激勵信號達(dá)到 AD698的 ±ACOMP輸入之前降低其幅度。這表示R T 需比RS 大得多。滯后/超前電路還給激勵輸出增加負(fù)載，因此建議采用較大的電阻值。最終目標(biāo)是以較小的幅度下降，在 AD698ACOMP輸入端達(dá)到所需的相位滯后/超前。

　　根據(jù)下列等式可算出相位滯后/超前的量：